Частотно-модульовані сигнали

Задача частотного детектора (ЧД) складається з того, щоб виробляти напругу, величина якої була б пропорційна зміні частоти модульованого коливання. Безпосереднє здійснення такої операції складне, тому найбільш розповсюджений наступний варіант. Спочатку частотно-модульовані коливання (ЧМ) перетворюються в амплітудно-частотно модульоване коливання (АЧМ), амплітуда якого змінюється пропорційно зміні частот. Потім амплітудно-частотно модульовані коливання піддають детектуванню.

27

Рисунок 2.6 - Узагальнена структура тракту ЧМ сигналу

Для того, щоб на виході детектора не виникали перекручення за рахунок можливих змін амплітуди вхідної напруги, перед детектуванням проводять обмеження амплітуд. Операції, які виконують при детектування ЧМ коливань, зображені на рис. 2.6 [3].

Залежність напруги на виході детектора u0 від відхилення частоти вхідного коливання Дf по відношенню до частоти настройки детектора fd називають характеристикою частотного детектора (рис. 2.7) [3]. Частота настройки детектора fd повинна бути рівна мінімальному значенню частоти несучого коливання вхідного сигналу fн. тоді при подачі на вхід детектора не модульованого сигналу з номінальним значенням частоти напруги на виході детектора буде рівна нулю. Характеристику детектора можна записати також у вигляді .

27

Рисунок 2.7 - Характеристика частотного детектора

Частотний детектор не буде вносити перекручення, якщо його характеристика лінійна в робочому інтервалі частот . Параметром, який визначає ефективність частотного детектора, є крутизна характеристики в межах цього інтервалу [3]:

.(2.12)

Технічна реалізація частотних детекторів може бути різною.

З одним розстроєним коливальним контуром

У тих випадках, коли не вдається задовольнити умові детектування без обмежень вихідного коливання , роблять часткове включення навантаження за допомогою дільника (рис. 2.8) [3]. Зі схеми випливають співвідношення:

(2.13)

. (2.14)

Коефіцієнт включення навантаження р, записаний без обліку СН, тому що в більшості випадків .

Якщо величина R вибрана, а значення m та R відомі, можливо за формулою (2.13, 2.14) та граничній умові визначити kдел та р2.

Схема з дільником на виході зменшує також проникання високочастотних коливань в навантаженні детектора. Для підсилення цього ефекту паралельно резистору R2 вмикають додаткову ємність.

Узгодження з попереднім каскадом здійснюється таким чином, щоб детектор не шунтував коливальний контур джерела сигналу. Практично з урахуванням коефіцієнта включення р1 (рис. 2.7) це означає, що потрібно забезпечити [3]:

,(2.15)

де - резонансний опір коливального контуру при повному включенні.

Вплив шунтуючої дії детектора особливо позначається при детектуванні радіоімпульсів. Перекручування, внесені детектором у цьому випадку, оцінюють тривалістю фронту імпульсу tф, часом спаду tс і завалом вершини імпульсу ДU0 (рис. Д.В.1).

При детектуванні імпульсних коливань звичайно використовують схеми діод них детекторів. Для прискорення перехідних процесів постійна часу інерційного ланцюга RC повинна бути по можливості малою. Тому часто обходяться без спеціального конденсатора С, обмежуючись використанням ємностей монтажу і навантаження.

Однак зменшення ємності С в послідовній схемі діодного детектора приводить до збільшення рівня високочастотних пульсацій. При зменшенні опору R сильніше шунтується коливальний контур попереднього каскаду.

Характер процесу встановлення (попереднього фронту імпульсу) визначається взаємозв'язком параметрів детектора і коливального контуру. На самому початку перехідного процесу напруга на затисках ланцюга RC близька до нуля, зміщення на діоді практично відсутнє, кут відсікання и=р/2 та Rвхd2/S. При настільки малому вхідному опорі детектора коливальний контур буде сильно шунтований, добротність його різко погіршена і амплітуда напруги на ньому мала.

В міру наростання негативного зсуву на діоді кут відсічення зменшується, вхідний опір детектора зростає й амплітуда коливань на контурі збільшується. Таким чином, швидкість наростання коливань на контурі (і напруги на виході детектора) залежить одночасно від параметрів контуру і детектора. Детальний аналіз процесу приводить до наступного виразу для розрахунків тривалості фронту імпульсу [3]:

.(2.16)

Усі величини, що входять до даного виразу, обчислюються стосовно сталого режиму.

Час спаду tc визначається протяжністю розряду конденсатора С через резистор R, тобто постійна часу інерційного кола. При відліку на рівні 0,05U0 [3]:

.(2.17)

Завал вершини імпульсу ДU0 розраховується таким чином, як у відео підсилювачах [3]:

.(2.18)

27

Рисунок 2.8 - Викривлення при детектуванні імпульсних сигналів

Простіший спосіб перетворення частотно-модульованого коливання в амплітудно-частотне модульоване коливання полягає в наступному. Частотно-модульоване коливання приводиться до паралельного коливального контуру, який налаштований на таку частоту f0>fн, щоб значення fн приходилося приблизно на середину крутої частини схилу резонансної характеристики контуру (рис. 2.9) [3].

27

Рисунок 2.9 - Принцип роботи паралельного коливального контуру

Якщо до такого контуру під'єднати амплітудний детектор, то напруга на виході детектора буде відновлювати огинаючу АЧМ коливання. На зміну частоти високочастотного заповнення АЧМ коливання амплітудний детектор не реагує.

Основний недолік одиночного коливального контуру як перетворювача ЧМ-АЧМ складається, у тому що робочий інтервал частот, що відповідає лінійному перетворенню, дуже малий. Значно кращі результати дає використання системи з двох контурів, симетрично розстроєних щодо частоти настроювання детектора.

З двома розстроєними коливальними контурами

На рис. Д.В.2 [3] зображена схема частотного детектора з двома розстроєними контурами. Частотний детектор має два плеча, кожне з яких містить у собі коливальний контур і амплітудний детектор. Коливальні контури налаштовані на частоти f01 та f02, які рівно відстають від частоти настроювання детектора fd на величину Дf0 (рис. 2.10а) [3].

27

Рисунок 2.10 - Узагальнена характеристика детектрора

Розглянута схема являється балансною - при рівності амплітуд напруг на коливальних контурах, напруга на виході частотного детектора дорівнює нулю. В загальному випадку , що дозволяє виразити характеристику частотного детектора через різницю резонансних характеристик коливальних контурів . Функцію називають узагальненою характеристикою, побудова її графіка показана на рис. 2.10б [3].

Як видно зі схеми та графіків (рис. Д.В.2, 2.10):

,(2.19)

(2.20)

де Кd - коефіцієнт детектування амплітудних детекторів;

Um max - амплітуда напруги на контурі при резонансі.

Отже,

.(2.21)

Таким чином, характеристика частотного детектора (рис. 2.7) відрізняється від узагальненої характеристики (рис. 2.10б) тільки постійним множником КdUmmax.

Щоб мати одиничні графіки для розрахунку частотних детекторів у різних діапазонах частот, користуються не абсолютною, а відносно-поточною розстройкою сигналу . Крім того, враховують параметри конкретних коливальних контурів - еквівалентну добротність QЄ і відносну фіксовану розстройку , що визначає форму резонансних характеристик і їхню прив'язку до початку координат. Об'єднати усі ці параметри і виразити через них узагальнену характеристику зручно за допомогою узагальнених розстройок: поточної узагальненої розстройки сигналу у і фіксованої узагальненої розстройки контурів у0 [3]:

,(2.22)

.(2.23)

Для запису узагальненої характеристики г, як функції узагальнених розстройок у та у0, скористаємося рівнянням резонансної характеристики одиночного рівнобіжного коливального контуру [3]:

,(2.24)

де - поточна узагальнена розстройка;

- поточна абсолютна розстройка;

f0 - резонансна частота контуру.

В нашому випадку відлік розстройок ведеться не від резонансних частот контурів f01 і f02, а від частоти настроювання детектора fd. Отже, по відношенню до резонансної частоти першого контуру початок відліку розстройки зміщено на Дf0 вправо: Дf1=Дfк +Дf0, а для другого контуру - вліво: Дf1=Дfк - Дf0.

З врахуванням того, що Дf0< fd, тобто чи можна записати [3]:

(2.25)

(2.26)

Відповідно [3]:

(2.27)

Графіки залежності приведені в додатку Г, які побудовані при позитивних значеннях у. Якщо у<0, то криві розташовуються в третьому квадранті симетрично відносно початку координат.

Від початкової розстройки у0 залежить яка крутизна узагальнених характеристик, так і довжина їх початкової лінійної ділянки. Тому вибір у0 слідує здійснювати з обліком конкретних очікуваних значень максимальної розстройки (девіації) Дf1max. Величина у0 вибирається такою, щоб узагальнена характеристика була лінійною до значення і при цьому мала можливо велику крутизну.

Крутизна характеристики частотного детектора обчислюється за даними, отриманими із графіка узагальненої характеристики. Для зворотного значення у0 по величині уmax. Тоді, враховуючи (2.12), (2.21), (2.22), (2.23) вираз для розрахунку SЧД приймає вигляд [7]:

(2.28)

Далі, якщо відоме максимальне відхилення частоти вхідного сигналу Дfmax неважко обчислити межі зміни напруги на виході частотного детектора [3]:

.(2.29)

На схемі, яка зображена на рис. Д.В.2, коливання на вхід частотного детектора підводяться від транзитного підсилювача, який при необхідності може служити також і обмежувачем амплітуди вхідного сигналу.

З двоконтурним фільтром

Схема детектора зображена на рис. Д.В.3 [3]. Перетворювач ЧМ-АЧМ є двоконтурним, фільтр із зовнішньо-ємкісним зв'язком між контурами (можливий також індуктивний зв'язок). До другого підключені два амплітудні детектори, в загальний ланцюг включається дросель (LДР).

Цей ланцюг необхідний для замикання низькочастотних і постійних складових струмів діодів VD1 і VD2. Опір дроселя струмом високої частоти повинен бути великим.

Зі схеми випливає, що контури шунтуються вхідними опорами амплітудних детекторів і притому неоднаково. По відношенню до першого контуру вхідні опори амплітудних детекторів включені паралельно, а по відношенню до другого - послідовно. Тому при розрахунку контурів приймають міри для вирівнювання їх добротностей.

Принцип перетворення ЧМ-АЧМ заснований на зміні фазових співвідношень у контурах. Розглянемо його за допомогою схеми заміщення для коливань високої частоти (рис.2.11) [3] та векторних діаграм (2.12) [3]. При цьому приймемо наступні наближені умови:

(2.30)

Рисунок 2.11 - Схема заміщення для коливань високої частоти

Крім того, припустимо, що коливальні контури мають однакові резонансні частоти, рівні частоті настройки детектора . Ємність зв'язку між контурами завжди вибирається малою (Ссв - одиниці пікофарад), тобто її опір в багато разів більше опору другого контуру. Зробимо спочатку наближений аналіз роботи схеми у випадку, коли модуляція відсутня і на детектор впливає гармонічна напруга з частотою . Розташуємо вертикально вектор і визначимо положення вектора . Приблизно можна вважати, що струм зв'язку Э, що протікає по ланцюгу, позначеної 1-2-3, визначається тільки опором конденсатора зв'язку і тому випереджає , на р/2.

27

Рисунок 2.12 - Векторні діаграми

Другий контур має активний резонансний опір і, отже, знаходиться у фазі з Э (рис. 2.12а). Як видно із схеми включення діодів, напруга на них визначається з рівнянь [3]:

(2.31)

Побудувавши векторну діаграму, що відображає дані рівняння, можна зробити висновок, що при маємо , звідси та

При позитивній розстройці опору контурів набуває активно-ємкісного характеру, відстає від Э (рис. 2.12б), і на виході детектора утворюється напруга . При негативній роз стойці , опори контурів стають активно-індуктивними, випереджає Э (рис. 2.12б) і та .

Тепер врахуємо активний опір другого контуру, який виявляється все таки відчутним у порівнянні з ємнісним опором конденсатора зв'язку. У цьому випадку при струм Э випереджає напругу на кут менший р/2 (рис. 2.12г), що викликає розбалансування детектора і появу на виході напруги . Для усунення цього другий контур налаштовують на частоту, трохи більшу частоти налаштування детектора. Тоді опір другого контуру стає активно-індуктивним і напруга випереджає струм Э (рис. 2.12г). Регулюванням резонансної частоти другого контуру добиваються зрушення по фазі між і рівного р/2. Детектор буде збалансований (при напруга ).

В режимі модуляції, коли розстройка Дf визначається первинним сигналом, у схемі частотного детектора відбуваються відповідні зміни . При цьому напруга на виході детектора на деякому інтервалі змінюється пропорційно величині і відповідно знаку розстройки Дf також за законом первинного сигналу.

Ефект перетворення ЧМ-АЧМ зручно враховувати, у попередній схемі, за допомогою узагальненої характеристики г. В даному випадку замість у0 роль постійного параметру виконує з - параметр зв'язку між контурами. Графіки залежності г(у0, з) наведені на рис. 2.13 [3].

Рисунок 2.13 - Графіки залежності г(у0, з)

Узагальнена характеристика обчислюється виходячи з того, що напруга на виході детектора визначається різницею амплітуд напруги на діодах [3]:

.(2.32)

Розрахунок кривих г(у0, з) виконують за формулою [7]:

(2.33)

Параметр зв'язку з розраховується з урахуванням того, що коефіцієнт включення р другого контуру рівний 0,5.

.

Вибір кривої (з=const) за очікуваним значенням уmax, а також оцінка перекручувань аналогічні тому, як і для частотного детектора з двома взаємно розстроєними контурами. Крутизна характеристики частотного детектора обчислюється за формулою (2.28), але з підстановкою амплітуди напруги на першому контурі .

При порівнянні графіків узагальнених характеристик (додатку Г і рис. 2.13) випливає, що частотний детектор із двома розстроєними контурами за інших рівних умов має більшу крутизну характеристики, ніж детектор із двоконтурним фільтром. У деяких випадках ця обставина може і визначати вибір схеми детектора.

Проведений аналіз різних схем ЧМ-демодуляторів показує, що необхідне відношення може бути забезпечено тільки при відносно невеликій девіації частоти ЧМ сигналу. Тому що потужність корисного сигналу на виході демодулятора визначається крутизною детекторної характеристики, що в свою чергу прямо пропорційна добротності контурів перетворювача виду модуляції ЧМ в АЧМ (Qреалізоване не перевищує 100-200). При збільшенні девіації частоти демодулюючого сигналу добротність контурів зменшується пропорційно збільшенню девіації частоти. Тому спроби демодуляції сигналу з великою девіацією частоти автоматично приводять до погіршення на виході демодулятора.

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5