Большая База Данных Рефератов - Усилитель напряжения с регулируемой фазой

Усилитель напряжения с регулируемой фазой

p align="left">Чтобы ограничить входной ток мультиплексора включим резистор .

Фаза задающего сигнала регулируется схемой, представленной на рис. **. Это два активных фильтра нижних частот, включенных последовательно.

Рис. **. Фазовращатель

Сигнал через фильтр проходит без усиления. Резисторы . Тогда резисторы определяются как:

, .

Зададимся емкостями . Частоту среза фильтров при максимальном сопротивлении переменного резистора R3 принимаем равной . Тогда

Чтобы не возникло ситуации чисто емкостной нагрузки как для операционного усилителя DA1:1, так и для выхода ML2035 последовательно с резистором R3 соединим резисторы R1 и R6 небольшого сопротивления, например, 200 Ом. Регулирование фазы сигнала может быть осуществлен в пределах от до , которые определяются как

Чтобы исключить ошибку на вход фазовращателя включим еще одно такое же звено (рис. **). Сопротивления , а . Считая, что определим сопротивление R1:

Чтобы выделить частоту 50 Гц на выходе фазовращателя, воспользуемся фильтром второго порядка (рис. **), называемой фильтром Салена и произведем расчет номиналов при работе на этой частоте. Методика расчета приведена в [бел. ЭЦ].

Зададимся и . Так как имеем

Коэффициент усиления примем равным единице, т.е. . Фазовый сдвиг, вносимый фильтром на данной частоте составляет .

Чтобы отсечь постоянную составляющую на выходе фильтра поставим емкость номиналом 2,2 мкФ.

В итоге получим следующую схему генератора синусоидального сигнала (рис. **)

2.1 Расчет и выбор элементов для ШИМ модулятора

В качестве ШИМ модулятора используем микросхему MAX4297EVG фирмы MAXIM, представленную на рис. **. Это специализированная микросхема, предназначенная для работы со стерео усилителями звуковой частоты, являющимися усилителями класса D. Внутренняя структурная схема микросхемы показана в приложении *. Сигнал управления поступает на входы AOUTL, AOUTR, INL и INR. Причем он должен быть в противофазе между входами AOUTL, INL и AOUTR, INR. Частота ШИМ модуляции выбирается при помощи входов FS1 и FS2 согласно таблице **.

Таблица 2. Выбор частоты ШИМ контролера

FS1	FS2	Частота, кГц
Земля	Земля	125
+5 В	Земля	250
Земля	+5 В	500
+5 В	+5 В	1000

Для нашего случая выбираем частоту работы ШИМ контроллера равной 125 кГц. Для выбора самой микросхемы (в схеме могут быть несколько различных микросхем, выполняющих различные функции) служит инверсный вход . Если сигнал на его входе равен уровню логической единицы, то микросхема выбрана, а если сигнал имеет уровень логического нуля, то микросхема не функционирует.

Размах амплитуды напряжения на входах AOUTL, AOUTR, INL и INR не должен превышать значения 3,2 В. Так как микросхема питается от однополярного напряжения, а на его вход в случае синусоидального задающего сигнала может поступать сигнал отрицательной полярности, то необходимо сдвинуть уровень сигнала в положительную сторону на 1,6 В. Иначе ШИМ контроллер не сможет корректно отработать задающий сигнал. Для этого будем суммировать сигналы на входах AOUTL, AOUTR, INL и INR с постоянным напряжением с уровнем 1,6 В. В результате получим схему, представленную на рис. **.

Опорное напряжение будем подавать с делителя, собранного на резисторах R1R2. Резистор R2 ставим подстроечный, чтобы была возможность регулирования уровня опорного напряжения . Зададимся максимальным током через цепь R1R2 (когда R2 = 0) равным , тогда сопротивление резистора R1 определяется как

где - напряжение питания.

Условие для определения максимального сопротивления резистора R2 можно записать следующим образом , откуда имеем

Выбираем значение .

Сигнал с делителя R1R2 поступает на вход повторителя напряжения, собранного на операционном усилителе DA1 типа OP113. Это сделано с целью уменьшения внутреннего сопротивления источника опорного напряжения. Без повторителя напряжения максимальное внутреннее сопротивление такого источника было бы равно . Это достаточно большое внутреннее сопротивление.

Сигналы , и суммируются через резисторы R5-R8 одинакового номинала. Полагая, что ток через них не должен превышать 5 мА и зная что , получим условие для выбора номиналов резисторов R5-R8:

Задаемся номиналами резисторов .

Максимальный ток на выходах OUT+L, OUT-L, OUT+R, OUT-R микросхемы MAX4297EWG равен 8 мА, а амплитуда выходного напряжения составляет .

Чтобы развязать гальванически силовую часть схемы от сигнальной используем оптроны DD1-DD2 типа HCPL-0630 с напряжением развязки до 5 кВ (рис. **). Токи в диодах оптронов определяются резисторами R1-R4 и могут быть рассчитаны по формуле

где - прямое падение напряжение на открытом диоде оптрона;

- ток через диод в рабочем (номинальном) режиме.

Оптроны имеют выход с открытым коллектором, поэтому на их выходы необходимо подключить резисторы R5-R8 так как показано на рисунке **. Значение сопротивления этих резисторов может лежать в пределах от 330 Ом до 4 кОм []. Выберем .С выхода оптрона управляющие импульсы поступают на входы HIN и LIN драйверов DA1 и DA2 (рис. **), предназначенных для управления стойкой транзисторов [Мелешин] Соответствующие им выходы называются HO и LO.

Сигнал управления, проходя через драйверы, усиливается и амплитуда импульса достигает значения , которого достаточно для уверенного открытия ключевых транзисторов. Емкости С2-С5, подключенные параллельно выходам Vb, Vs и Vcc, COM, являются емкостями подкачки. Они заряжаются до , когда на выходе HO или LO сигнал имеет уровень логического нуля и разряжаются через цепь затвора силового транзистора. Такая схема управления транзисторами позволяет получить на затворах сигналы с заваленным фронтом, чтобы режим открывания транзисторов был наиболее благоприятным.

При работе схемы в момент, когда открыт один из транзисторов верхнего плеча схемы, а нижний транзистор этого же плеча закрыт, к выходу драйвера Vs и Vb подводится потенциал в, который может вывести из строя источник постоянного напряжения, выдающего +15V_GND1. Для защиты источника необходимо включит диоды VD1 и VD2, рассчитанные на обратное напряжение так, как показано на рис. **. Выберем диоды типа UF5406, которые рассчитаны на обратное напряжение 600 В.

Амплитуда импульса тока на выходе драйвера в режиме короткого замыкания (транзистор открыт) равна , при условии, что длительность импульса не превышает 10 мкс (частота больше 100 кГц, что удовлетворяет нашим условиям). Чтобы уменьшить этот ток на половину в цепь затворов транзисторов включим резисторы R1-R4, номиналы которых могут быть вычислены по формуле

2.3. Расчет силового каскада
Для питания силового каскада используется источник постоянного напряжения, схема которого приведена на рис. **. Элементы этой схемы посчитаны с помощью специальной программы PI Eexpert 6.1.0.2. Источник питания - обратноходовой преобразователь, управляемый специальной микросхемой TopSwitch марки TOP250Y. Схема работает с частотой переключения 132 кГц. Номиналы элементов приведены в приложении **.
К мостовому преобразователю (рис. **) подается напряжение питания в . Обратное напряжение на транзисторах не превышает этого значения, а максимальная амплитуда тока через них . Частота переключения ключей - .
Транзисторы типа APT5020BVR, выбранные на основе этих значений, имеют следующие параметры:
максимальное обратное напряжение ;
максимальный прямой ток ;
мощность рассеяния ;
максимальное напряжение затвор-исток ;
сопротивление канала сток-исток во включенном состоянии ;
время включения ;
время выключения ;
выходная емкость ;
заряд на затворе ;
Посчитаем потери мощности в транзисторе []. Потери мощности при включении:
Потери мощности во включенном состоянии:
;
Потери мощности, определяемые цепью затвора:
;
Суммарная мощность потерь на одном транзисторе:
.
Чтобы ток во время паузы, когда все четыре транзистора закрыты, не протекал через внутренний диод транзистора, создавая тем самым дополнительные потери в нем, в схему включены диоды . Тогда весь ток во время паузы потечет через диоды , которые к тому же более быстродейственны, чем внутренние диоды транзисторов. Диоды - диоды Шоттки типа 20L15T, имеющие параметры []:
максимальное обратное напряжение ;
максимальный прямой ток ;
максимальное прямое падение напряжения ;
максимальный обратный ток .
Потери в диоде определяются как .
А диоды - диоды типа RHRP860 с параметрами []:
максимальное обратное напряжение ;
максимальный прямой ток ;
максимальное прямое падение напряжения ;
максимальный обратный ток ;
заряд на диоде .
Потери в диоде в этом случае считаются по формуле
Каждую группу элементов ( ) разместим на отдельных штыревых радиаторах. Определим размеры радиатора для рассеивания мощности в при температуре перехода [найв].
Зададимся высотой радиатора .
По графику на рис. ** для определяем коэффициент неравномерности температуры штыревого радиатора при принудительной конвекции .
Определяем допустимую среднюю поверхностную температуру радиатора и его перегрев:
,
.
Для вертикально ориентированной поверхности высотой рассчитаем коэффициент теплообмена при принудительной конвекции:
,
где - число Рейнольдса;
- коэффициент теплопроводности термопасты.
Коэффициент теплообмена излучением:
,
где - степень черноты поверхности радиатора, выполненного из анодированного алюминия;
- коэффициент облученности, выбран на основании [].
взято из таблицы **.
Определяем суммарный коэффициент теплообмена:
.
Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиатора:
.
Зададимся следующими параметрами штыревого радиатора:
толщина основания ;
высота штыря ;
шаг между штырями ;
радиус верхнего основания штыря ;
радиус нижнего основания штыря ;
Ширина штыревого радиатора:
,
где ;
,
Размеры штыревого радиатора принимаем следующие: .
НЧ фильтры рассчитаем на частоту среза . Суммарная емкость на выходе примем равной 4 мкФ. Зная, что и получаем емкости
.
Индуктивности дросселей фильтров тогда можно определить из формулы
.
Диаметр намоточных проводов равен
,
где - плотность тока в проводах.
3. Математический расчет усилителя
3.1 Получение разностного уравнения ЛНЧ в векторно-матричной форме

Пусть ЛНЧ (линейная непрерывная часть) (рис. **) описывается дифференциальным уравнением в векторно-матричной форме
(*)
Общее решение данного дифференциального уравнения записывается в виде
,
где - фундаментальная (переходная) матрица состояния,
- матрица, учитывающая влияние внешних возмущений,
- вектор состояния ЛНЧ.
Рассмотрим четыре случая работы мостового преобразователя.
1. Транзисторы открыты, а транзисторы закрыты (рис. **). Интервал на рис. **. Схема замещения преобразователя в этом случае будет выглядеть следующим образом (рис. **). Источник тока учитывает резкие изменения тока на выходе, например, сброс или наброс нагрузки. Для схемы запишем систему уравнений по первому и второму закону Кирхгофа.
Приведем его к нормальной форме Коши. После несложных математических преобразований получим
где .
Введем следующий вектор состояния ЛНЧ , где Т - знак транспонирования. Вектор внешних воздействий - . Тогда матрицы и запишутся:
Решение векторно-матричного дифференциального уравнения (**) на интервале запишется в следующем виде:
,
где , - единичная матрица.
Значение вектора состояния в конце интервала открытого состояния транзисторов , т.е. при определяется уравнением
,(**1)
где .
2. Транзисторы закрыты, ток протекает через диоды . Интервал времени на рис. **. Схема замещения преобразователя в этом случае будет выглядеть следующим образом (рис. **).
Запишем систему уравнений по законам Кирхгофа
Приведем его к нормальной форме Коши. После несложных математических преобразований получим
Матрицы и запишутся:
Решение векторно-матричного дифференциального уравнения (**) на интервале запишется в следующем виде:
,
где .
Значение вектора состояния в момент времени определяется уравнением
,(**2)
где .
3. Транзисторы открыты, а транзисторы закрыты (рис. **). Интервал на рис. **. Схема замещения преобразователя в этом случае будет выглядеть следующим образом (рис. **). Для схемы запишем систему уравнений по первому и второму закону Кирхгофа.
Приведем его к нормальной форме Коши. После несложных математических преобразований получим
Матрицы и запишутся:
Решение векторно-матричного дифференциального уравнения (**) на интервале запишется в следующем виде:
,
где .
Значение вектора состояния в момент времени определяется уравнением
,(**3)
где .
4. Транзисторы закрыты, ток протекает через диоды . Интервал времени на рис. **. Схема замещения преобразователя в этом случае будет выглядеть следующим образом (рис. **).
Приведем его к нормальной форме Коши. После несложных математических преобразований получим
Матрицы и запишутся:
Решение векторно-матричного дифференциального уравнения (**) на интервале запишется в следующем виде:
,
где .
Значение вектора состояния в момент времени определяется уравнением
,(**4)
где .
Для упрощения расчетов будем считать что напряжение питания не меняется с течением времени, а изменение дополнительного тока нагрузки происходит в начале каждого интервала дискретизации. Тогда можно положить, что на интервале .
Используя уравнения (**1) - (**4) получим разностное уравнение ЛНЧ на интервале дискретизации. При преобразовании уравнения учтем, что . В результате преобразования имеем:
Чтобы найти решение этого уравнения необходимо найти длительности и . При сигнале задания
2.3 Моделирование усилителя напряжения в среде Simulink математического пакета Matlab 6.5

При моделировании усилителя использовались стандартные блоки из пакетов SymPowerSystem и Simulink. Схема модели представлена на рис. **. Графики напряжений и токов при различного рода нагрузках и сигналах задания представлены на рис.** - рис. **.
Рис. **. Математическая модель схемы усилителя напряжения

Страницы: 1, 2, 3

Меню

Усилитель напряжения с регулируемой фазой