Усилитель напряжения с регулируемой фазой 
Рис. **. Структурная схемаВыбор режима синхронизации осуществляется с помощью переключателя SA1. Кварц ZQ используется для синтеза частоты в 50 Гц в режиме "внутренней синхронизации". С помощью обычных "аналоговых" схем на мультивибраторах или других подобных генераторах трудно обеспечить генерацию синусоидального напряжения с частотой 50 Гц и точностью менее 1%. Это связан с сильной температурной зависимостью номиналов пассивных элементов (особенно конденсаторов). Поэтому нужно использовать иной подход к решению проблемы. В настоящее время западными производителями выпускаются специальные микросхемы для генерации сигналов синусоидальной формы. С помощью таких микросхем можно получить любую частоту от 0 до нескольких десятков килогерц []. Эти микросхемы генерируют частоту, используя в качестве эталонной частоты высокочастотный сигнал от кварца. С помощью счетчиков эта частота делится на более низкую и фильтруется. При этом температурный дрейф частоты на выходе получается много меньше, чем в схемах, собранных на дискретных элементах. Регулирование фазы задающего сигнала производится переменным резистором . Ключ SA2 переключает между собой задающие сигналы, поступающие на вход ШИМ-2. Их уровень от 0 до максимального значения регулируется другим переменным резистором . Со среднего вывода этого резистора сигнал поступает на вход ШИМ модулятора. На его выходе формируются импульсы, длительность которых пропорциональна уровню управляющего сигнала (см. рис. ** (из предыд главы)), поступающего на вход силовой части усилителя. Чтобы следить за напряжением на выходе усилителя, заведена отрицательная обратная связь по напряжению (рис. **), корректирующая сигнал управления. Блок токовой защиты ограничивает величину тока в нагрузке в пределах допустимого значения, т.е. не больше на переменном токе и не больше на постоянном. Если усилитель будет длительное время работать на низкоомную нагрузку, т.е. при больших токах, то может произойти перегрев элементов силовой части (транзисторов, работающих в ключевом режиме) и дальнейший выход их из строя. Чтобы предотвратить это в структурной схеме усилителя предусмотрен блок тепловой защиты. Заметим, что даже если правильно рассчитать необходимую площадь теплоотводов (радиаторов) при максимальной нагрузке, могут возникнуть ситуации, когда отвод тепла от транзисторов с их помощью может быть затруднен. Например, если максимальная температура окружающей среды выше расчетной или если в процессе длительной эксплуатации прибора ухудшился процесс отвода тепла от транзистора (оседание пыли на радиатор, увеличение теплового сопротивления между радиатором и корпусом транзистора и т.п.).1.3 Выбор силовой части усилителяСуществует ряд способов выполнения выходных каскадов ШИМ усилителей. Рассмотрим некоторые из них. На рис. ** представлена схема, которая часто называется двухтактной. Действительно, за период энергия от входного источника дважды передается к LC-фильтру и нагрузке. Каждый из ключей замкнут в течение интервала (импульс) в своем полупериоде. Для данной и других двухтактных схем удобно определять коэффициент заполнения импульсов как отношение к . Следовательно, коэффициенту соответствует включенное состояние каждого ключа, продолжающееся половину периода. При оба ключа постоянно закрыты. В преобразователе может быть использована как однофазная двухполупериодная схема выпрямления, показанная на рис. **, так и другая симметричная схема - мостовая. Явное достоинство двухтактной схемы - общая точка управления ключами (истоки транзисторов VT1 и VT2 объединены), что позволяет значительно упростить выходной каскад устройства управления.Характерным для двухтактной схемы является напряжение на закрытом ключе - его максимальное значение равно без учета влияния индуктивности рассеяния первичной обмотки трансформатора.Для схемы на рис. ** существенное значение имеет магнитная связь между обмотками и - чем она лучше, тем меньше индуктивность рассеяния каждой из обмоток и, следовательно, тем меньше выброс напряжения на ключе при его запирании. Для снижении выброса напряжения и возможности выбора транзистора с меньшим допустимымнапряжением стока (коллектора) помимо конструктивных решений по изготовлению трансформатора, приводящих к снижению , пригодны различные типы демпфирующих цепей: стабилитроны, RC- или RCD-цепи. Особенность применения такой цепи в двухтактной схеме заключается в том, что она выполняется общей для двух транзисторов, что позволяет выполнить все устройство более простым и дешевым. Схема преобразователя, работающего по принципу двухтактного и обычно называемого полумостовым, показана на рис. **. В данной схеме, использующей два входных источника напряжения и в трансформаторе, в отличие от предыдущей схемы, применяется только одна первичная обмотка . Ключи VT1 и VT2 включаются поочередно на время в каждом полупериоде работы. К точкам а, б схемы поступает прямоугольное импульсное напряжение, получаемое от вторичных обмоток , и выпрямленное диодами VD1, VD2. Длительность импульсов регулируется управляющими сигналами на затворах ключей, коэффициент заполнения изменяется от 0 до 1. Частота первой гармоники напряжения, которую необходимо подавлять LC-фильтром, равна, так же как и в двухтактной схеме, удвоенной частоте работы ключей и трансформатора, что является преимуществом данной схемы по сравнению с однотактной. Процессы в полумостовом преобразователе в основном сходны с процессами в преобразователе со средней точкой первичной обмотки трансформатора. Максимальное напряжение на ключах не превышает , а индуктивность рассеяния, приведенная к первичной обмотке , в отличие от двухтактной схемы не увеличивает максимальное напряжение на запираемом ключе. Схема преобразователя, показанная на рис. **, требует двух источников постоянного напряжения на входе, что почти всегда не применимо на практике. При использовании емкостного делителя с конденсаторами равной емкости и подключенного к выводам одного источника напряжения достаточно просто получаются два источника напряжения, необходимые для работы полумостовой схемы (рис. **). Постоянное напряжение на каждом из конденсаторов С1, С2 равно . Емкость конденсатора делителя должна быть такой, чтобы пульсация напряжения на нем была достаточно малой. Естественным шагом в развитии полумостовой схемы с емкостным делителем является схема, в которой все плечи моста выполнены как ключи (рис. **). Работа схемы и ее возможности во многом определяются выбранной последовательностью переключения транзисторов VT1-VT4 в интервале паузы. Рассмотрим работу схемы более подробно. Для этого представим преобразователь в виде схемы замещения (рис. **). Трансформатор на этой схеме представлен в виде идеального с обмотками , и и линейной индуктивностью намагничивания , подключенной к первичной обмотке . Индуктивности рассеяния обмоток пока не принимаем в рассмотение. Индуктивно-емкостной фильтр и нагрузку представим источником постоянного тока . В схеме возможны 4 последовательности переключения транзистора за период T.1. Во время импульса в каждом полупериоде открыты два диагонально расположенных ключа VT1, VT4 (VT2, VT3). В паузе, т.е. в интервале (рис. **), все четыре ключа закрыты. В трех остальных случаях работа ключей отличается только их состоянием в интервале паузы.2. В паузе в первом или во втором полупериоде открыты два верхних ключа VT1, VT3;3. В паузе в первом или во втором полупериодах открыты два нижних ключа VT2, VT4;2. В паузе в первом полупериоде открыты два верхних ключа VT1, VT3, а во втором - два нижних VT2, VT4.Последовательности переключения 2…4 равноценны, за исключением того, что в последнем случае перегрев всех ключей является равномерным. Поэтому порядок переключения 4 является предпочтительным по сравнению со случаями 2 и 3. Отличие в работе схемы с выключенными транзисторами во время паузы от варианта, когда в паузе открыты либо транзисторы VT1, VT3, либо транзисторы VT2, VT4 состоит в том, что: во-первых, различен контур прохождения тока намагничивания во время паузы. Если все ключи разомкнуты, ток намагничивания вынужден проходить во вторичной цепи через диоды VD1 и VD2 поочередно, а при замкнутых ключах в паузе ток намагничивания проходит через них. Во-вторых, имеется отличие в поведении тока, связанного с индуктивностью рассеяния трансформатора.Будем считать, что индуктивность рассеяния обмоток приведены к первичной. Если в паузе все транзисторы выключены, единственная возможность прохождения тока в индуктивности рассеяния - использование контура, состоящего из внутренних диодов полевых транзисторов и входного источника . Таким образом, достаточно быстро ток становится равным нулю. В другом случае, когда в паузе первичная обмотка трансформатора замкнута ключами, ток проходит через них. Указанные различия (малосущественные на первый взгляд) приводят к разным возможностям схем и их характеристик при работе на высоких частотах переключения, которые более подробно рассмотрены в [мелеш]. В случае, когда транзисторы в паузе разомкнуты мостовой преобразователь является, по существу, трансформаторным аналогом понижающего регулятора напряжения. На рис. ** показаны диаграммы процессов в схеме замещения мостового преобразователя.Мостовая схема преобразователя вобрала в себя лучшее от двухтактной и полумостовой схем преобразователей:1. Только одна первичная обмотка трансформатора (как в полумостовой схеме);2. Напряжение на закрытом ключе не превосходит и не требует подключения демпфирующих цепей для устранения выбросов напряжения на запираемом транзисторе (как в полумостовой схеме)3. к первичной обмотке во время импульса приложено напряжение , поэтому ток, проходящий через ключи, вдвое меньше, чем в полумостовой схеме (этот ток такой же как в двухтактной схеме).Пульсации напряжения на выходе могут быть определены из рассмотрения импульсного напряжения на входе LC-фильтра.Мостовой преобразователь без гальванической развязки нагрузки и источника питания (рис. **) широко применяется в звуковой схемотехнике. Нагрузка в этой схеме подключается к диагонали моста через низкочастотные фильтры L1C1 и L2C2. При нулевом сигнале задания транзисторы VT1- VT4 переключаются с и потенциалы в точках а и b равны соответственно , а напряжение на нагрузке . При изменении сигнала задания на величину (рис. **) изменяются и длительности открытого состояния транзисторов VT1-VT4 на величину . Причем длительности открытого состояния транзисторов VT1, VT4 станут равными , а транзисторов VT2, VT3 соответственно , где - длительность открытого состояния транзисторов при нулевом сигнале задания .Штриховыми линиями отмечены установившиеся значения токов в дросселях L1, L2 и напряжений на конденсаторах С1, С2 при сигнале задания . Нарастание и спад токов и напряжений будет происходить по другим законам, чем в установившемся режиме при нулевом сигнале. К примеру, ток в дросселе L1 нарастает под действием разности напряжений , а спадает уже под действием напряжения . Причем всегда выполняется неравенство , т.к. . Параметры ФНЧ берутся одинаковыми: L1=L2, C1=C2.Чтобы выровнять потенциалы точек а и b в схему включен конденсатор С3. Это необходимо, так как параметры транзисторов VT1-VT4, а также выходных НЧ фильтров имеют разброс. К тому же такая схема позволяет сгладить пульсации напряжения на нагрузке. Такая схема включения позволяет получать на нагрузке напряжения величиной в доли вольт при больших питающих напряжениях, что достаточно важно в нашем случае. К тому же КПД таких схем может достигать величин 85-95% (100% в идеале). Поэтому в качестве выходного каскада усилителя напряжения выбираем данную схему.Структурная схема усилителя преобразуется к виду, представленному на рис. **. 2. Расчет усилителя2.1 Расчет генератора синусоидальных сигналовКак уже говорилось для получения управляющего сигнала синусоидальной формы необходим генератор синусоидального сигнала. В настоящее время есть специальные программируемые микросхемы, предназначенные для генерации синусоидального сигнала. Одним из таких типов микросхем является микросхема ML2035. Схема его подключения показана на рис. **. Для его работы необходим счетчик, реализованный на микросхеме MM74HC4060SJ и 8-и битный регистр со сдвигом MM74YC165SJ, с параллельным вводом и последовательным выводом двоичного числа.Рис. **. Схема подключения микросхемы ML2035 Микросхема MM74HC4060SJ используется одновременно и как генератор и как таймер. На его входы CLK и CLK1 поступают тактовые импульсы от цепочки, состоящей из резистора R1, конденсаторов С1 и С2 и кварцевого резонатора ZQ1. Сигнал на выходе Q5 в течение 16 тактовых импульсов держится на уровне логической единицы. В первые 8 тактовых импульсов микросхема последовательно выводит 8-и битный код, со входов A - H на выход Q, начиная с младшего разряда. Код выбирается из таблицы **.Таблица 1 |
Частота кварца, МГц | Частота выходного сигнала, Гц | Кодировка MM74HC165SJ (ABCD EFGH) | Ошибка задания выходной частоты, % | | 4,00 | 50 | 1001 0110 | 0,14 | | 4,194304 | 50 | 1001 1011 | 0,00 | | 6,00 | 50 | 1011 1001 | 0,14 | | 8,00 | 50 | 1100 1011 | -0,82 | | |
В это время на входе SI регистра тоже действует сигнал высокого уровня. Это означает, что следующие 8 тактов на выходе Q будет сигнал логического нуля. Вход SCK микросхемы ML2035 и вход CLK регистра со сдвигом синхронизируются от различных выходов счетчика. Микросхема MM74HC165SJ выводит следующее значение на выход Q по фронту импульса на входе CLK, а ML2035 фиксирует это значение на своем входе SID по фронту импульса на входе SCK. Когда сигнал на выходе Q5 снова переходит на ноль, на выходе Q6 сигнал переходит на единицу (см. рис. **). Рис. **. Графики работы счетчика MM74HC4060SJ Этот сигнал сбрасывает счетчик, а на вход LATI ML2035 поступает короткий импульс (см. рис. **) Рис. **. Резистор R2, включенный между входом Reset и выходом Q4, удлиняет длительность импульса на входе LATI до 50 нс. LATI - это цифровой вход, который фиксирует последовательные данные во внутренней памяти по спаду импульса. В результате на выходе получаем сигнал синусоидальной формы с частотой 50 Гц и размахом от до . Теперь необходимо модернизировать эту схему так, чтобы была возможность синхронизации ее от сети. Для этого применим следующую схему (рис. **). Рис. **. Схема синхронизации от сети Чтобы понизить сетевое напряжение используем трансформатор небольшой мощности со средним выводом типа ** с напряжением на вторичной обмотке . От этого же трансформатора будем осуществлять питание сигнальной части схемы усилителя напряжения. Для этого используем стабилизаторы напряжения типа LM78L05AC и LM79L05. Напряжение на выходе стабилизаторов меняется в пределах от до при изменении напряжения на входе от до и токе потребления в пределах от 1 до 40 мА. Емкости фильтров С1 и С2 можно определить по приближенной формуле , где - мощность на выходе стабилизатора (предварительный расчет); - КПД стабилизатора; - действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора; - амплитуда пульсаций напряжения на выходе; - пульсность схемы. Максимальная амплитуда сигнала на входе компаратора DA3 равная будет при напряжении питающей сети . Тогда при имеем . Задаваясь током через резисторы R1,R2 находим их номиналы: ; , где - напряжение на обмотке 3-4 трансформатора TV1. Чтобы выровнять входные токи поставим резисторы R4 = 1 кОм и . Так как компаратор имеет выход с открытым коллектором, в схеме предусмотрен резистор . Сигнал с выхода компаратора DA3 и от микросхем DD1 и DD2 поступают на входы мультиплексора DD5 (рис. **) Когда переключатель находится в верхнем положении, указанном на схеме, сигналы к синтезатору ML2035 подаются так, как это указано на рис. **(с ML2035). Синтезатор работает в режиме внутренней синхронизации. Если переключатель находится в нижнем по схеме положении, то синтезатор начинает работать в режиме синхронизации от сети. Моментом синхронизации является точка перехода через ноль сетевого напряжения от отрицательной к положительной полуволне. Чтобы не было срабатывания в момент перехода через ноль с положительной в отрицательную сторону, в схему включены логические элементы 2И-НЕ. Чтобы синхронизация не сбивалась, т.е. чтобы синхроимпульс приходил не раньше, чем сетевая синусоида перейдет через ноль, увеличим частоту сигнала на выходе ML2035. Для этого будем коммутировать два младших разряда регистра MM74HC165SJ. В режиме синхронизации от сети значение двоичного кода на входе регистра - 10011000, что при частоте кварца ZQ равной соответствует выходной частоте 51,5 Гц.
Страницы: 1, 2, 3
|
|
