скачать рефераты

скачать рефераты
Рус Укр Eng
 
 
скачать рефераты скачать рефераты

Меню

Широкополосный усилитель скачать рефераты

p align="left">В качестве активного прибора входного каскада целесообразно выбрать кремниевый планарно-эпитаксиальный высокочастотный малошумящий полевой транзистор типа КП303В с диффузионным затвором и каналом n-типа.

Транзистор КП303В

Pсmax,

мВт

Uсиmax,

В

Iсmax,

м А

tсmax,

oC

S,

мА/В

Icнач,

мА

Uотс

В

С11

пс

С12

200

25

20

125

2ч5

1.5ч5

1ч4

6

2

Выбор режимов покоя транзисторов в каскадах предварительного усиления и расчет номиналов резисторов, обеспечивающих эти режимы

Расчет каскадов тракта предварительного усиления начнем с дифференциального каскада. Исходными данными для его расчета являются результаты расчета входных цепей предоконечного каскада. Учтем что в качестве активного прибора в предоконечном каскаде был выбран транзистор КТ3102А:

rб' (4) = фк / Ск= 10 [Ом],

h11 (4) = rб' (4) + (1 + h21) Ч 26/Iэ [мА] = 1600 [Ом].

Амплитуда напряжения возбуждения предоконечного каскада Uвx4m однозначно определяется его входным сопротивлением:

Rвх4 = h11 (4) + h21 (4) Ч R'э4 = 207 [кОм]

током сигнала в цепи базы его активного прибора V4 будет:

Iбm4 = Iкm4/h21 (4) = 0.013 [мкA],

Uвx4m = Rbx4 Ч Iбm4 = 2.728 [В].

Для работы транзисторов дифференциальной пары с минимальными нелинейными искажениями необходимо правильно осуществить выбор напряжения покоя участков коллектор-эмиттер транзисторов V3' и V3" что возможно при:

U'кэ3 = U''кэ3 > U''кэm3 + U"кэmin3,где: U''кэm3 = Uвxm4

U''кэ3 > 2.728 + (1.5 ч 3) = (4.288 ч 8.184) [В].

С другой стороны, напряжение участка коллектор-эмиттер транзистора V3" однозначно связано с величинами сопротивлений резисторов Rэ3 и R''k3 и выбранными величинами токов покоя коллекторов транзисторов V3' и V3":

Е01 + Е02 = (I'к3 + I''к3) Ч Rэ3 + U''кэ3 + I''к3 Ч R''к3.

Полагая целесообразным для резистора эмиттерной связи Rэ3 выполнение условия:

Uэ3= 25% (Е01 + Е02) = 9 [В]

Находим его значение:

Rэ3 = Uэ3/ (2 Ч Iк3) = 4.5 [кОм]

В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rэ3 = 4.3 [кОм].

Величина резистора R''k3 однозначно определяется уравнением Кирхгофа для входной цепи каскада на транзисторе V4:

Uэ4 + Uбэ4 = I''к3 Ч R"k3,где Uэ4 = (Iк4 +I б4) Ч (R"э4 + R'э4) + Iд ЧR'э4.

Iд = (5 ч 10) ЧIб3 = (5ч10) Ч Iк3/ h21 (3) = (0.072 ч 0.145) [мА]

Iб4 = Iк4/h21 (4) = 1.646 Ч 10-5 [А]

Примем Iд = 0,1 [мА].

Uэ4 = (Iк4 +Iб4) Ч (R"э4 + R'э4) + Iд Ч R'э4 = 8.764 [В].

R"k3 = (Uэ4 + Uбэ4) / Iк3 = 9.464 [кОм].

В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора R"k3 = 10 [кОм].

U'кэ3 = U''кэ3 = E01 + E02 - (R"k3 + Rэ3 Ч 2) Ч Iк3 =17.4 [B],

т.е. условие U'кэ3= U''кэ3 > U''кэm3 + U"кэmin3 выполняется.

Очевидно что нормальная работа дифференциального каскада предполагает равенство

R'k3 + Rф3 = R"k3 = 9,464 [кОм].

Совокупность элементов в цепи коллектора транзистора V3' обеспечивает организацию петли общей, охватывающей все три каскада тракта предварительного усиления, глубокой ООС по напряжению: гальванической последовательной - посредством резисторов Rз, а также (R'k3 + RфЗ).

Обеспечивающей (наряду с местными гальваническими ООС) глубокую стабилизацию этих каскадов по постоянному току.

Частотно - зависимой (в диапазоне рабочих частот) параллельной - посредством конденсатора Ск3 и резисторов Rз и R'к3, дающей, кроме того, возможность обеспечить на выходе разрабатываемого усилителя равномерную АЧХ.

Элементы базового делителя Rб1 и Rб2 определяются традиционно.

Для найденных значений резистора эмиттерной связи Rэ3 и токов покоя коллектора транзисторов плеч дифференциального каскада, при типовом для кремниевого транзистора значении U''бэ3 = 0,7 В и рассчитанном значении напряжения Uэ4 справедливо

Rб1 = ( (2 Ч Iк3) Ч Rэ3 + U"бэ3) / Iд = 93 [кОм],

Rб2 = (Е01 + Е02 - ( (2Ч Iк3) Ч Rэ3 + U"бэ3 - U"э4) / Iд= 179.357 [кОм]

Принимаем следующие номиналы найденных резисторов, соответствующие стандартному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80: Rб1 = 91 [кОм], Rб2 = 180 [кОм], Uэ2=25%E01=4.5 [В], Rэ2= Uэ2/Ik4=4.5 [кОм].

В соответствие со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80 принимаем значение резистора Rэ2= 4.3 [кОм].

При типовом для кремниевого транзистора значение U'бэ3=0.7 V напряжение, выделяющееся в цепи связи транзистора V2, с достаточной для практики инженерных расчетов точностью, можно определить из:

Iк2 Ч (Rk2 + Rф2) = 2 Ч Iк3 Ч Rэ3 + U'бэ3, откуда:

(Rk2 +Rф2) = (2 Ч Iк3 Ч Rэ3 + U'бэ3) / Ik2= 9.3 [кОм].

Тогда напряжение покоя в цепи коллектора транзистора V2 может быть найдено:

Uкэ2 = Е01 - Iк2 Ч ( (Rk2 + Rф2) + Rэ2) = 4,4 [B],

что вполне достаточно для обеспечения динамического диапазона промежуточного усилительного каскада, выполненного на транзисторе V2, максимальная амплитуда напряжения на участке коллектор-эмиттер Uкэm2 которого:

Uкэm2 = Uвхm4/К3,

где:

К3 - коэффициент усиления напряжения дифференциального каскада для дифференциального входного сигнала.

Uкэ2 - Uкэm2 = Uкэ2 - Uвхm4/K3 = 1,7 > Uкэmin = (1.5 ч 3) [B],

Напряжение, выделяющееся в цепи связи транзистора V1 с достаточной для практики инженерных расчетов точностью можно определить из выражения:

Ic1 Ч (Rcl + Кф1) = Е01 - (Iэ2 Ч Rэ2 + Uбэ2),

Rcl + Кф1 = (Е01 - (Iэ2Ч Rэ2 + Uбэ2)) / Icl = 13 [кОм].

Очевидно, что для максимизации отношения сигнал/шум, при прочих равных условиях, целесообразно выбрать рабочую точку транзистора V1 на участке с максимальной крутизной, т.е. работать при небольших отрицательных напряжениях покоя Uзиl. Поэтому для выбранного типа полевого транзистора принимаем это напряжение равным:

Uзиl = 0,5 [B].

Учитывая, что в цепи затвора этого транзистора ток не протекает, легко определить напряжение, выделяющееся на резисторе автоматического смещения Rиl:

Uзиl = Е02 - Iк3 Ч (R'k3 + Rф3) - (Е02 - Ic1 Ч Rи1),

откуда

Rи1= (Uзиl + Iк3 Ч (R'k3 + Rф3)) / Ic1 = 10 [кОм].

что соответствует стандартному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74

Ucи1 = (E01 + E02) - Ic1Ч (Rc1 + Rф1) - Ic1ЧRи1 = 13 [V],

что вполне достаточно, как с точки зрения обеспечения динамического диапазона входного усилительного каскада, так и с точки зрения требуемой величины остаточного напряжения на стоке.

Величина резистора утечки в цепи затвора Rз выбирается из компромиссных соображений - она не должна быть слишком маленькой, чтобы не шунтировать значительное входное сопротивление полевого транзистора и не должна быть слишком большой чтобы:

минимизировать негативное влияние эквивалентной входной емкости входной цепи входного каскада,

температурная нестабильность тока утечки затвора не создавала значительных флуктуаций на фоне малого напряжения покоя затвор - исток. С учетом того, что ток утечки затвора Iутз выбранного полевого транзистора не превосходит 1 нA, достаточно, если выполняется условие:

Rз <= (0.5 ч 3) [МОм].

Принимаем: Rз = 0.47 [МОм], что соответствует стандарному ряду номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74. Учитывая существенность вклада шумов резистора Rз в эквивалентный, приведенный ко входу усилителя уровень шумов разрабатываемого усилителя, целесообразно использовать в качестве Rз постоянные непроволочные прецизионные резисторы типа С2-29 В (ОЖ0.467.099 ТУ), с нормированным уровнем собственных шумов для принятого номинала (менее 1.0) мV/V.

Величины резисторов цепей связи первых трех усилительных каскадов определятся в ходе расчета этих каскадов по переменному току в области средних частот. Так величина резистора R'к3, при найденных значениях Rз и R"к3, определяется величиной сквозной функции передачи тракта предварительного усиления KF в (ОСЧ) c учетом действия петли общей ООС, охватывающей первые три каскада:

R'к3 = Rз Ч R"к3/KF

где:

KF = Uвх4m / Iиcm, (19)

Iисm = Im1 = 0.11 [мкA] - амплитуда тока источника сигнала, заданная условиями ТЗ.

После подстановки соответствующих значений имеем:

KF = Uвхm4/Iиcm = 2.455 Ч [V/A],

т.е. R'к3 = Rз Ч R"к3/KF =191.481 [Ом].

В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора R'к3 =200 [Ом]. Тогда:

Rф3 = (R'к3 + Rф3) - R'к3=9.8 [кОм],

В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rф3 = 10 [кОм].

Очевидно, что для того, чтобы реализовать указанную функцию передачи и обеспечить ее постоянство во всем диапазоне рабочих частот, глубина общей ООС, охватывающей первые три каскада, должна быть достаточной. При прочих равных условиях, это требует достаточности коэффициентов усиления каждого из охваченных этой петлей усилительных каскадов. Практика инженерных расчетов показывает, что достаточно, если второй и третий промежуточные каскады обеспечивают усиление по напряжению порядка:

K2 = K3 ? (5 ч 10),

а входной усилительный каскад - K1 ? (3 ч 6).

При K1<3 в отношении сигнал/шум усилителя заметно возрастает вклад шумов второго каскада, а при K1>6 заметно проявляется эффект Миллера, ухудшая частотную характеристику входного каскада и всего усилителя в целом. Поэтому принимаем: K1 = 3.5

Проверим, реализуется ли условие (20) для промежуточного усилительного каскада, выполненного на дифференциальной паре V3' и V3". Известно [5], что коэффициент усиления напряжения дифференциального каскада для дифференциального входного сигнала можно определить как: K3= h21 (3) Ч R'к3/ (2 Ч h11 (3)), где величины h21 и h11 определяются паспортными данными и режимом работ указанных транзисторов по постоянному току.

Расчет p-n-p транзистор типа KT363Б (V3' и V3"):

h21 (3) = 69

rб' = фк/Ск = 37,5 [Ом],

h11 (3) = rб + (1+h21 (3)) Ч 26/Iэ [мА] = 1,857 [кОм],

К3 = h21 (3) Ч R'к3/ (2 Ч hll (3)) = 3.715.

Коэффициент усиления второго каскада

К2 = h2l (2) Ч Rк2Ч Rвх3/[Rвх2 Ч (Rк2+Rвх3)],

где Rвх3= 2 Ч hll (3) = 3.715 [кОм],

Положим, для определенности, что местная обратная связь по сигналу в каскаде на транзисторе V2 отсутствует (Rэ2 = 0). Тогда: Rвх2 = h11 (2) и соответственно имеем:

h21 (2) = 100,rб' = фк / Ск = 30 Ч 10-12/ (1.3 Ч 10-12) = 6.154 [Ом],

h11 (2) = rб+ (1 + h21 (2)) Ч26/Iэ [мА] = 2.632 [кОм]

т.е. для реализации условия К2 = (5ч10), достаточно, если величина резистора Rк2 будет составлять

Rк2 = К2 Ч Rвх2/ (h21 (2) - К2 Ч Rвх2/Rвх3)), что для К2min= 5 даст Rк2 = 136.441 [Ом], а для К2max =10 Rк2 = 283.287 [Ом]

В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rк2 = 270 [Ом]. Откуда:

К2 = h2l (2) Ч Rк2Ч Rвх3/[Rвх2 Ч (Rк2 + Rвх3)] = 9.563

т.е. в промежуточном усилительном каскаде возможно отказаться от использования местной ООС по сигналу. Теперь не представляет сложности найти оставшиеся значения элементов связи исходя из очевидных соотношений:

Rф2 = (Rк2 + Rф2) - Rк2 = 9.03 [кОм]

В соответствии со стандартным рядом номиналов Е48 по ГОСТ 2825-67 принимаем значение резистора Rф2 = 9.1 [кОм] ;

Rc1 = Rвх2 Ч K1/ (Sр Ч Rвх2 - K1),

полученное из традиционного для каскада на полевом транзисторе соотношения:

К = Sр Ч Rнэкв,

где:

Sр = S Ч v (Ic / Ico), - крутизна полевого транзистора в рабочей точке;

S = v Smin Ч Smax, - номинальная крутизна полевого транзистора;

Ico = v Icomin Ч Icomax, - номинальный ток стока полевого транзистора,

Rнэкв - эквивалентное сопротивление нагрузки каскада

Rф1 = (Rф1 + Rc1) - Rc1.

Применительно к выбранному ранее полевому транзистору КП303В в выбранной рабочей точке имеем:

Sр = S Ч v (Ic / Ico) = 3.163 Ч v (1/2) = 2.237 [мА/В]

S = v Smin Ч Smax = v2 Ч 5 = 3.163 [мА/В],

Ico = v Icomin Ч Icomax = v1 Ч 4 = 2 [мА],

Rнэкв = Rc1 Ч Rвх2/ (Rc1 + Rвх2),

т.е.

Rc1 = Rвх2 Ч K1/ (SрЧRвх2 - K1) = 3.858 [кОм] ;

откуда

Rф1 = (Rф1 + Rc1) - Rc1 = (12.6 - 1.6) = 9.1 [кОм].

В соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-74 принимаем значение резистора Rс1 = 3.9 [кОм].

Расчет номиналов конденсаторов

Расчет номиналов конденсаторов развязывающих фильтров по цепям питания производится традиционно. Их сопротивление на нижней граничной частоте ДРЧ должно удовлетворять соотношению:

Сф = (10 ч 20) Ч0.159/ (fн ЧRф).

т.е.

Сф1 = (10 ч20) х 0.159/ (50 Ч Rф1) =3.495ч6.989 [мкФ],

Сф2 = (10 ч20) х 0.159/ (50 Ч Rф2) =3.495ч6.989 [мкФ],

Сф3 = (10 ч20) х 0.159/ (50 Ч Rф3) =3.18ч6.36 [мкФ],

Сф4 = (10 ч20) х 0.159/ (50 Ч Rф4) =35.33ч70.67 [мкФ].

Расчет номиналов блокировочных конденсаторов производится аналогично. Их сопротивление на нижней граничной частоте заданного ДРЧ должно удовлетворять соотношениям:

Сбл1 = (5 ч10) Ч0.159 ЧSp / fн = (35.57ч 71.14) [мкФ],

Сбл2 = (5 ч10) Ч0.159 Ч h21 (2) / [fнЧ (Rcl+h11 (2)] = (168ч 335.9) [мкФ],

Сбл3= (5 ч10) Ч0.159/[fн ЧRб2 Ч (Rб1+R''э4) / (Rб2+Rб1+R''4)] = (0.256ч0.513) [мкФ].

Вычисление номиналов разделительных конденсаторов осуществляется в соответствии с выражениями:

Ср1 = (5 ч10) Ч 0.159/ (50 ЧRз) = (33.83ч67.66) [нФ],

Ср2 = (5 ч10) Ч 0.159/ (fн Ч2ЧR2) = (5 ч10) Ч 0.159/ (50 Ч2Ч50) = (26.5ч53) [мкФ].

Для снижения числа типономиналов рассчитанных конденсаторов, в соответствии со стандартным рядом номиналов Е24 по ГОСТ 10318-80, целесообразно принять их равными соответственно: Сф1 = Сф2 = Сф3 = 5.6 [мкФ], Сф4 = Сбл1=47 [мкФ], Сбл2 =270 [мкФ], Ср2 = 39 [мкФ], Сбл3=0.360 [мкФ], Ср1 = 43 [нФ]

Рассчитаем значение емкости коррекции:

Cкор=0.159/fz*Rk'3, где fz=0.159/R3*C3, принимаем С3=0.15 [пФ]

Получим: fz=2.1 Мгц, Cкор=0.35 [нФ]

Сквозной коэффициент усиления равен:

K=K1*K2*K3*K4*K5=3.5*9.563*3.715*2.137*0.501=134

Традиционно определение показателей разрабатываемых ШПУ в ОВЧ осуществляется покаскадно - на основе анализа эквивалентной схемы замещения каждого из транзисторов.

При этом достоверность получаемых результатов определяется глубиной детализации последней.

Технологический paзброс и нестабильность параметров активного прибора в условиях действия внешних дестабилизирующих делают расчет полюсов передаточной функции К-цепи, определяющих поведение каскада в ОВЧ, неоправданно трудоемким.

Современная практика инженерных расчетов базируется на применении высокопроизводительных персональных КОМПЬЮТЕРОВ и пакетов мощных проблемно-ориентированных прикладных программ. Выполнение в этом случае в соответствии с принципами системного проектировании и основаны на использовании простейшей однополюсной модели замещения транзистора предварительные расчеты становятся базовой основой виртуальной модели pазрабатываемого ШПУ, окончательная доводка и оптимизация схемотехнического решения которого, по всей совокупности характеристик, определенных ТЗ на разработку, осуществляется на компьютере. При этом глубина детализации проработки схемного решения ШПУ определяется выбором и возможностями используемого пакета прикладных программ.

В данном случае для анализа АЧХ используется программа Fastmean:

При отсутствии ВЧ коррекции верхняя граничная частота тракта составляет 1.3МГц, что не удовлетворяет требованиям ТЗ. Для её повышения используется ВЧ коррекция виде совокупности эмиттерной коррекции с использованием ёмкости Сэмит = 2 [нФ] и индуктивной коррекции в цепи коллектора L1 = 0.2 [мГн]. С целью снижения неравномерности АЧХ и ДРЧ рассчитанное ранее значение Скор было повышено и составило 50 [пФ]. Таким образом верхняя граничная частота составила 7.5 [МГц].Т. е требования ТЗ выполняются.

Анализируемая на ЭВМ схема разрабатываемого усилителя.

Подъёмы и спады АЧХ следствии введения ВЧ эммитерной коррекции и индуктивной не превышают 3Дб.

Список рассчитанных элементов

№

Элемент

Обозначение элемента

Номинал элемента

1

ёмкость

Сбл1

47 [мкФ]

2

ёмкость

Сбл2

47 [мкФ]

3

ёмкость

Сбл3

47 [мкФ]

4

ёмкость

Ср1

43 [нФ]

5

ёмкость

Ср2

39 [мкФ]

6

ёмкость

Скор

0.35 [нФ]

7

ёмкость

Сф1

5.6 [мкФ]

8

ёмкость

Сф2

5.6 [мкФ]

9

ёмкость

Сф3

5.6 [мкФ]

10

ёмкость

Сф4

47 [мкФ]

11

резистор

Rэ5

390 [Ом]

12

резистор

Rэ4

3.3 [кОм]

13

Резистор

Rф4

900 [Ом]

14

Резистор

Rк4

3.3 [кОм]

15

Резистор

R'э4

1.3 [кОм]

16

Резистор

R”э4

2 [кОм]

17

Резистор

Rэ3

4.3 [кОм]

18

Резистор

R”к3

10 [кОм]

19

Резистор

Rб1

91 [кОм]

20

Резистор

Rб2

180 [кОм]

21

Резистор

Rэ2

4.3 [кОм]

22

Резистор

Rи1

10 [кОм]

23

Резистор

Rз

470 [кОм]

24

Резистор

R'к3

200 [Ом]

25

резистор

Rф3

10 [кОм]

26

резистор

Rк2

270 [Ом]

27

резистор

Rф2

9.1 [кОм]

28

резистор

Rс1

3.9 [кОм]

29

резистор

Rф1

9.1 [кОм]

Список использованной литературы

1. Г.В. Войшвилло "Усилительные устройства", М., "Радио и связь", 1983.

2. М.А. Васильев "Методические указания к курсовому проектированию широкополосных усилителей для студентов", СПб ГУТ им. проф. М.А. Бонч-Бруевича, 2009.

3. Конспект лекций.

4. О.П. Григорьев, В.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, С.Л. Пожидаев "Массовая радио - библиотека: Транзисторы"

5. Н. Н. Горюнов "Полупроводниковые приборы: Транзисторы"

Страницы: 1, 2, 3