Элементная база цифровых радиопередающих устройств

Рис. 2.2.1.

Недостатком такого ЦАП является невозможность обеспечения высокого разрешения сигнала, так как при этом требовалось бы слишком большое количество ключей (например, для 14-разрядного ЦАП требуется 16383 ключа). Но для достижения высокого разрешения в специализированных ЦАП для радиопередатчиков и применяется формирование младших разрядов сигнала с помощью ЦАП с одним ключом на разряд. Ясно, что в такой архитектуре сочетаются высокая разрядность (точность) синтеза сигнала с минимальными кодозависимыми кодовыми помехами. Заметим, что ЦАП с одним ключом на уровень называют иначе полнодекодирующим, а ЦАП с одним ключом на разряд - двоичным.

Рис. 2.2.2.

Структурная схема ядра сегментированного ЦАП AD9772, выполненного по технологии TxDAC+, показана на рис. 2.2.2. ЦАП 14-разрядный, при этом 5 старших и 4 средних разрядов кода преобразуются дешифратором для управления полнодекодирующим ЦАП, а 5 младших - для управления двоичным ЦАП. Выходы всех ключей объединяются в один токовый выход. Такое решение позволило достичь высоких параметров. Частота выборки на входе 150 Msps, на выходе - 300 Msps, рассеиваемая мощность - 150 мВт. SFDR 75 дБ на 26 МГц и CNR 70 дБ в полосе 25МГц. Выходной ток полной шкалы изменяется в пределах 2-20 мА. Рассеиваемая мощность ЦАП составляет 205 мВт, в режиме энергосбережения - 13 мВт. По значению ACPR в WCDMA-режиме (74 дБ) ЦАП вполне соответствует требованиям сотовых систем третьего поколения. AD9772 способен полностью реконструировать форму сигнала с динамическим диапазоном до 63.3 МГц. Правда, при этом точность по постоянному току средняя - типичные значения интегральной и дифференциальной нелинейности равны ±4 и ±3 LSB (младший значимый бит), соответственно.

Рис. 2.2.3.

Рассмотрим подробно полную структуру ЦАП AD9772 (рис. 2.2.3).

Входной 14-разрядный код подается на буферный регистр, работающий с тактовой частотой до 150 МГц. (Большинство современных ЦАП выполнено по схеме с двойной буферизацией по входному коду.) С регистров-защелок данные подаются на двухкратный интерполяционный фильтр, который обеспечивает повышение частоты дискретизации в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации, что способствует снижению требований к выходному восстанавливающему фильтру. Следующий каскад выполняет функцию заполнения нуля, т.е. увеличивает эффективную скорость обновления данных в 2 раза за счет вставления нулевых отсчетов сигнала между каждыми двумя его исходными отсчетами. Следующим (выходным) каскадом структурной схемы является рассмотренное выше ядро ЦАП (рис. 2.2.2).

Функцией интерполяционного фильтра является увеличение частоты дискретизации на выходе фильтра в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации Fs . Это необходимо при работе со входным сигналом, частота которого f0 относительно высока и приближается к половине входной частоты дискретизации. В этом случае требования к реконструирующему (сглаживающему) фильтру на выходе ЦАП становятся весьма жесткими, так что для качественного восстановления формы сигнала потребуется реконструирующий фильтр очень высокого порядка, способный разделить две близкие частоты - истинного выходного сигнала fс и его первого «образа» Fs - f0.

Рис. 2.2.4.

Поясним сказанное о работе интерполяционного фильтра в ЦАП примером (рис. 2.2.4). Пусть частота дискретизации Fs = 30 МГц, а частота входного сигнала f0 = 10 МГц. В таком случае частота первого ближайшего образа сигнала Fs - f0 будет равной 20 МГц. Компонент этой боковой частоты должен быть подавлен аналоговым ФНЧ (antialiasing filter). предположим, на 60 дБ. Поэтому характеристика фильтра должна пройти от полосы пропускания, заканчивающейся в точке 10 МГц, до ослабления на 60 дБ в полосе задержки, начинающейся в точке 20 МГц, то есть через переходный диапазон, который находится между 10 и 20 МГц (одна октава). Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Поэтому для обеспечения желательного ослабления требуется как минимум фильтр 10 порядка. Фильтры становятся еще более сложными, если требуется более узкий переходной диапазон.

Предположим, что мы увеличим скорость обновления ЦАП от Fs = 30 МГц до 60 МГц и вставим "ноль" между каждым первоначальным отсчетом данных. Скорость параллельного потока данных теперь равна 60 MSPS, но нам предстоит определить значение точек с нулевыми данными. Для этого поток данных 60 MSPS с добавленными нулями пропускается через цифровой интерполяционный фильтр, который вычисляет дополнительные значения данных. Реакция цифрового фильтра при избыточной двукратной дискретизации представлена на рис. 2.2.4б. Теперь зона перехода аналогового сглаживающего ФНЧ (antialiasing filter) занимает от 10 до 50 МГц (первая составляющая («образ») попадает на 2fc-fo=60-10=50 МГц). Эта переходная зона немного больше, чем две октавы, и фильтра Баттерворта пятого или шестого порядка оказывается достаточно.

Рассмотренный режим работы ЦАП относился к случаю, когда синтезируемый сигнал по частоте ниже 0.5Fs; при этом выбирают режим работы интерполяционного фильтра как ФНЧ. В случае, если необходимо в качестве выходного сигнала использовать один из более высокочастотных «образов» входного сигнала, например, Fs - f0 или Fs + f0, переключают интерполяционный фильтр в режим ФВЧ. В таком режиме он подавляет основной сигнал и подчеркивает «образы», как это показано на рис. 2.2.5. Сравнивая этот рисунок с предыдущим, можно видеть, что отсчеты, вставляемые интерполяционным фильтром в режиме ФВЧ, отличаются полярностью от вставляемых в режиме ФНЧ.

Рис. 2.2.5.

Функция «заполнения нуля» (а точнее - заполнения нулевым значением промежутка между двумя соседними выборками на выходе ЦАП) необходима для повышения амплитуды синтезируемого сигнала в том случае, когда его частота высока (например, выделяется первый «образ» сигнала), и следовательно, он подавляется амплитудно-частотной характеристикой ядра ЦАП, имеющей форму sin(x)/x с первым провалом на частоте сигнала, равной удвоенной входной частоте дискретизации. Вставляя нулевой отсчет между соседними выборками сигнала на выходе ЦАП, мы как бы повышаем частоту дискретизации еще в 2 раза; при этом форма сигнала на выходе реконструирующего фильтра не искажается, а первый провал АЧХ ЦАП сдвигается на частоту 4Fs. Как видно по рис. 2.2.6, это способствует поднятию амплитуды ВЧ сигналов на выходе ЦАП, даже если их частота превышает Fs.

Рис. 2.2.6.

Отметим, что в рассматриваемом ВЧ ЦАП AD9772 предусмотрено выключение режима заполнения нуля. Это имеет смысл в случае, если синтезируемый сигнал по частоте ниже 0.5Fs и в этом случае АЧХ ЦАП вида sin(x)/x способствует некоторому повышению отношения амплитуды полезного сигнала к амплитуде первого «образа» сигнала на выходе ядра ЦАП.

На рис. 2.2.3 также виден еще один каскад ЦАП - встроенный умножитель тактовой частоты на основе петли ФАПЧ. Его имеет смысл включать при использовании тактовых частот, превышающих десятки МГц, что удешевляет тактовый генератор и улучшает электромагнитную совместимость каскадов цифрового радиопередатчика. Недостатком умножителя с ФАПЧ является повышение фазовых шумов на выходе ЦАП, так что иногда предпочтительнее сделать внешний умножитель частоты на пассивных элементах, например, диодах. Повышение фазового шума может достигать 3-18 дБ в зависимости от сочетания тактовой частоты и коэффициента деления частоты встроенного генератора в петле ФАПЧ.

Отметим здесь, что существуют сдвоенные ЦАП такого класса, предназначенные для синтеза квадратурных ВЧ сигналов. О них речь пойдет в главе, посвященной цифровым модуляторам (см.ниже).

Глава 3. Цифровые модуляторы и преобразователи частоты

Рассмотренные выше специализированные ВЧ ЦАП для радиопередатчиков являются одноканальными; они способны формировать на выходе немодулированный ВЧ сигнал или ВЧ сигнал с ЧМ. При необходимости получить сигнал с амплитудно-фазовыми видами модуляции (а таких большинство, например QAM, SSB) необходимо применять микросхемы ЦАП с квадратурными каналами, содержащие встроенный квадратурный амплитудный модулятор, работающий в цифровом формате. Пример реализации такой ИМС, являющейся, по сути, цифровым формирователем модулированных сигналов, или цифровым модулятором, показан на рис. 3.1.

Рис. 3.1.

Это сдвоенный 16-разрядный ЦАП AD9777, способный работать на скорости преобразования входных данных до 160 MSPS. Он предназначен для многоканальных беспроводных систем связи с квадратурной модуляцией, где требуется идентичность обоих каналов. Такой ЦАП может работать в системах WDMA, GSM и др. Входной цифровой поток разделяется демультиплексором на два потока, имеющих вдвое меньшую скорость, затем один из них подается в синфазный канал (I), а другой - в квадратурный канал (Q). В каналах I и Q установлены линейки из трех двухкратных интерполяционных фильтров, которые можно выключать по отдельности, получая 2х, 4х, либо 8х фильтры (с их работой мы познакомились выше). На входы квадратурных модуляторов, включенных за фильтрами, подается также двойной цифровой управляющий сигнал Iмод/Qмод, который и определяет вид модуляции формируемого сигнала. Квадратурные модуляторы здесь являются цифровыми устройствами - перемножителями, благодаря чему достигается высокая точность и качество модуляции. На кристалле микросхемы, как видно по рис. 3.1, размещены два согласованных по параметрам широкополосных 16-разрядных ядра ЦАП, выполненных по сегментированной архитектуре.

Практически такой же по принципу работы структурой обладает широкополосный цифровой программируемый модулятор HSP50415, рис. 3.2. Он содержит также дополнительный блок коррекции частотных искажений ядра ЦАП вида sin(x)/x (рис2.2.6), что способствует выравниванию АЧХ ЦАП в полосе рабочих частот.

Рис. 3.2.

Быстродействие такого ЦАП позволяет работать ПЧ трактах современных телекоммуникационных систем на частотах до 50-75 МГц. При необходимости повысить рабочую частоту (например, до 900-1800 МГц) используют один из известных способов переноса рабочей частоты: гетеродинный перенос частоты в смесителе, умножение частоты в нелинейном каскаде, умножение частоты в петле ФАПЧ. Недостатки этих способов очевидны: нарушение целостности (модуляции) сигнала при умножении частоты, снижение скорости перестройки частоты и увеличение шумов при использовании ФАПЧ, трудность выполнения аналоговых СВЧ фильтров, подавляющих сигнал гетеродина и зеркальный канал при переносе частоты с помощью смесителя.

Наиболее уместным здесь способом переноса частоты является применение интегрального аналогового квадратурного модулятора. Такие модуляторы выпускаются специально для преобразования частоты (и модуляции) генераторов ВЧ, имеющих квадратурные выходы, как рассмотренные выше ЦАП. Примером являются микросхемы MAX2720, MAX2721, работающие в диапазоне частот (1.7...2.1...2.5)ГГц, а также AD8346, имеющая диапазон 0.8...2.5 ГГц. Упрощенная внутренняя структура квадратурного СВЧ модулятора (информация от NI7X) и способ подключения к нему квадратурного ВЧ ЦАП показаны на рис. 3.3.

Рис. 3.3.

Благодаря тому, что входные сигналы и сигналы гетеродина, подаваемые на смесители этого модулятора, находятся в квадратуре, одна из боковых полос (т.е. зеркальный канал) эффективно подавляется при сложении колебаний в сумматоре (типичное подавление около 35 дБ). Подавляется также и сигнал гетеродина (не хуже 30 дБ), поскольку смесители являются балансными. Вид выходного спектра на частоте 1 ГГц показан на рис. 3.4 (информация от NI7X).

Рис. 3.4.

По существу, устройство, часть структурной схемы которого изображена на рис. 3.3, является цифровым радиопередатчиком...

Отметим, что существуют интегральные микросхемы цифровых модуляторов, у которых формирователь квадратурного сигнала на основе двух согласованных ЦАП, гетеродин (синтезатор частоты), квадратурный модулятор и предварительный усилитель ВЧ собраны на одном кристалле. Примером может послужить HSP50307,структура которой приведена на рис. 3.5. Ее работа понятна из предыдущих объяснений. Она используется как QPSK модулятор на частотах несущей от 8 до 15 МГц.

Рис. 3.5.

Выше были рассмотрены аналоговые методы повышения рабочей частоты модулированного радиосигнала, в частности, на основе аналогового квадратурного модулятора. Требования, которые предъявляются к аналоговым перемножителям и фазовращателю такого квадратурного модулятора, являются весьма жесткими. Для обеспечения подавления нерабочего (зеркального) канала на 35 дБ требуется погрешность фазы не более 1 градуса и баланс амплитуд не хуже 0.5 дБ. Достижение еще более глубокого подавления проникновения сигнала гетеродина и зеркального канала на выходе модулятора для аналоговых устройств в полосе частот и диапазоне температур и напряжений питания является весьма затруднительным.

Существуют микросхемы квадратурных цифровых устройств повышения рабочей частоты радиосигнала, повторяющих принцип работы рассмотренных выше аналоговых устройств; в качестве примера рассмотрим ИМС AD9856, рис. 3.6.

Рис. 3.6.

Роль гетеродина здесь выполняет прямой цифровой синтезатор (DDS), формирующий квадратурные сигналы с очень высокой точностью (о таких синтезаторах частоты подробно будет рассказано в следующей главе). Источником тактового сигнала для него служит аналоговый умножитель частоты на основе ФАПЧ с программируемым коэффициентом умножения. Входной цифровой сигнал, после разделения на два квадратурных цифровых потока с вдвое меньшей скоростью каждый, через цифровые интерполяционные фильтры подается на два цифровых перемножителя сигналов и цифровой сумматор. Перенесенный таким образом на новую рабочую частоту (из интервала 5...70 МГц) сигнал проходит через корректирующее АЧХ ЦАП звено и подается на 12-разрядный ЦАП с сегментированной архитектурой, подобный рассмотренным выше. На частотах до 40 МГц выходной сигнал этой микросхемы не содержит побочных продуктов преобразования (в том числе зеркального канала), превышающих -52 дБ. Управляющий сигнал, подаваемый через SPI-интерфейс, содержит 32-разрядное слово управления частотой, коэффициенты интерполяционного фильтра и умножителя опорной частоты. Микросхема рассчитана на работу с усилителем, имеющим программно управляемый коэффициент передачи. Преимуществом применения такой ИМС является то, что вся ВЧ часть выполнена в цифровом виде в одном чипе, а также и наличие встроенного DDS. Недостатком можно считать ограниченный частотный диапазон и относительно высокий уровень паразитных составляющих в спектре выходного аналогового сигнала (до -48 дБ на 70 МГц), что обусловлено цифровыми методами формирования гетеродинного сигнала и последующей его обработки.

При написании этого параграфа использованы материалы статьи Rick Cushing, “Single-Sideband Upconversion of Quadrature DDS Signals to the 800-to- 2500-MHz Band”. (NI7X). www.analog.com.

Заключение

Современную радиопередающую технику невозможно представить без встроенных средств программного управления режимами работы каскадов, самодиагностики, автокалибровки, авторегулирования и защиты от аварийных ситуаций, в том числе автоматического резервирования. Такие функции в передатчиках осуществляют специализированные микроконтроллеры, иногда совмещающие функции цифрового формирования передаваемых сигналов. Часто используется дистанционное управление режимами работы при помощи удаленного компьютера через специальный цифровой интерфейс. Любой современный передатчик или трансивер обеспечивает определенный уровень сервиса для пользователя, включающий цифровое управление передатчиком (например, с клавиатуры) и индикацию режимов работы в графической и текстовой форме на экране дисплея. Очевидно, что здесь не обойтись без микропроцессорных систем управления передатчиком, определяющих его важнейшие параметры.

Производство передатчиков такого уровня сложности было бы экономически невыгодно в случае их аналогового исполнения. Именно средства цифровой микросхемотехники, позволяющие заменить целые блоки обычных передатчиков, дают возможность существенно улучшить массогабаритные показатели передатчиков (вспомните сотовые телефоны), достичь повторяемости параметров, высокой технологичности и простоты в их изготовлении и настройке.

Очевидно, что появление и развитие цифровых радиопередающих устройств явилось неизбежным и необходимым этапом истории радиотехники и телекоммуникаций, позволив решить многие насущные задачи, недоступные аналоговой схемотехнике.

Итак, выделим основные области применения цифровых технологий формирования и обработки сигналов в радиопередающих устройствах.

1. Формирование и преобразование аналоговых и цифровых информационных НЧ сигналов, в т.ч. сопряжение компьютера с радиопередатчиком (групповые сигналы, кодирование, преобразование аналоговых сигналов в цифровые или наоборот).

2. Цифровые методы модуляции ВЧ сигналов.

3. Синтез частот и управление частотой.

4. Цифровой перенос спектра сигналов.

5. Цифровые методы усиления мощности ВЧ сигналов.

6. Цифровые системы автоматического регулирования и управления передатчиками, индикации и контроля.

Следующие разделы содержат более подробную информацию о каждой из названных областей применения цифровой техники в радиопередатчиках.

Список литературы

1. Цифровые радиоприемные системы / Под ред. М.И. Жодзишского. М.: Радио и связь, 1990. 208 с.

2. Повышение эффективности мощных радиопередающих устройств / Под ред. А.Д. Артыма. М.: Радио и связь, 1987. 175 с.

3. Гольденберг Л.М., Матюшкин Б.Д., Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов: Учеб. пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1990. 256 с.

4. Семенов Б.Ю. Современный тюнер своими руками. М.: СОЛОН_Р. 2001. 352 с.

5. Бродин В.Б., Калинин А.В. Системы на микроконтроллерах и БИС программируемой логики. М.: ЭКОМ. 2002.399 с.

6. Новиков Ю.В., Калашников О.А., Гуляев С.Э. Разработка устройств сопряжения для персонального компьютера типа IBM PC. М.: ЭКОМ. 2000 222 с.

7. Дингес С.И. Мобильная связь: технология DECT. М.: СОЛОН-Пресс. 2003. 266 с.

8. Проектирование радиопередатчиков: Учеб. пособие для вузов. / Под ред. В.В. Шахгильдяна. М.: Радио и связь. 2000. 654 с.

9. Солонина А., Улахович Д, Яковлев Л. Алгоритмы и процессоры цифровой обработки сигналов. С-Пб.: БХВ-Петербург. 2001. 455 с.

10. Тяпичев Г. Компьютер на любительской радиостанции. С-Пб.: БХВ-Петербург. 2002. 442 с.

11. Кириллов С.Н., Бодров О.А., Макаров Д.А. Стандарты и сигналы средств подвижной радиосвязи. Рязань: РГРТА. 1999.

12. Гольцова М. Широкополосные ЦАП: борьба на рынке коммуникационных систем усиливается. // Электроника. 2001. №2.

Страницы: 1, 2