Розробка двохсмугової активної акустичної системи з сабвуфером

Важливим моментом є вибір порядку фільтра, адже необхідно забезпечити максимально-гладку АЧХ у всьому відтворюваному діапазоні частот. Потрібно врахувати, що в даному випадку ФВЧ та ФНЧ працюють ніби в парі, тому обидва фільтри мають мати точно однакову частоту зрізу.

При виборі порядку фільтра зважимо на те, що чим вищий порядок фільтра, тим більшою є крутизна спаду амплітудної характеристики за межою частоти зрізу. Проте збільшується кількість елементів, які необхідні для забезпечення відповідної крутизни АЧХ. І тому виникають труднощі, пов'язані із настроюванням фільтра на частоту зрізу.

Оптимальним варіантом є фільтри Батерворта другого порядку з крутістю характеристики 40 дБ/декаду (12 дБ/октаву).

Розділові фільтри всепропускаючого типу являють собою поліномальні фільтри з передавальною функцією:

Н(S)=1/Gn(S), (2.1.1)

де Gn(S) - поліном n-го порядку.

Такий спосіб формування поліномів Gn(S) дозволяє отримати амплітудно-частотну характеристику суми передавальних функцій пари фільтрів нижних та верхніх частот порядків n = 1, 3, 5, 7, ... постійну у всьому діапазоні звукових частот, тобто:

mod [HНЧ(S) + HВЧ(S)] = const. (2.1.2)

Для інших порядків, зокрема для n = 2, 4, 6, співвідношення виконується лише тоді, коли передавальна функція фільтра верхніх частот матиме знак мінус. В реальних умовах це забеспечується протифазним вмиканням гучномовців низькочастотного та високочастотного каналів.

2.2. Розрахунок фільтра нижніх частот

На рис. 2.2.1 показана схема RC фільтра Батерварта нижніх частот другого порядку.

Вона дає спад 40дБ/дек., тобто при збільшенні частоти f від частоти зрізу до 10fзр амплітуда сигналу зменшується в 100 разів.

Операційний підсилювач в даній схемі включений так, що на постійному струмі він має одиничне підсилення. Резитор R3 у зворотньому зв'язку забезпечує компенсацію зсуву на нульовій частоті.

Коефіціент передачі такого фільтра можна записати так:

. (2.2.1)

Передавальна функція

H(S)=1/Gn(S), (2.2.2)

де Gn(S) - поліном n-го порядку.

Скориставшись таблицею 1 і 2 [1] передавальну характеристику фільтра другого порядку можна записати так:

H(S)=1/(S+1)2=1/(S2+2S+1), (2.2.3)

де S - нормований оператор Лапласа по частоті зрізу щзр для НЧ фільтра.

S = Р/щзр . (2.2.4)

Підставимо S у формулу (2.2.2)

. (2.2.5)

Враховуючи те, що Кu(P) = H(P), можна прирівняти вирази (2.2.1) та (2.2.5) і отримаємо рівняння:

. (2.2.6)

Приймаємо рівними R1=R2=R. З формули випливає, що:

С1=С2=С=. (2.2.7)

Зазвичай значення R приймається в межах від 10 кОм до 100 кОм.

Приймаємо R=10 кОм, тоді за формулою (2.2.7) розрахуємо значення ємності С. Де щзр=2fзр, fзр =1 кГц - частота розділу, задана в технічному завданні

С = 1/(2?р?1?103?10?103) = 1,59?10-8 = 15,9 нФ.

Значення ємності відповідно до стандарту приймаємо рівною 15 нФ.

Опір зворотнього зв'язку рекомендується приймати рівним:

R3 = R, (2.2.8)

R3 = 2?10?103 = 20 кОм.

Щоб задовільнити критерії, які ставляться перед фільтрами Батерварта, АЧХ повинна бути на рівні 0,707 на частоті зрізу fзр = 1 кГц та на рівні 0 дБ в межах смуги пропускання.

Провівши аналіз розрахованої схеми із застосуванням комп'ютерної програми Microcap 5.0 отримаємо такі результати:

При практичній реалізації даної схеми, елементи ФНЧ необхідно брати вищого класу точності з розкидом параметрів не більше 1 %.

У ролі ємностей С1 та С2 доцільно використати елементи К10-17-1б-Н50-0,015 мкФ ОЖО.460.172.ТУ;

R1, R2: C2-23-0,125-10 кОм ±1 % А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ;

R3: C2-23-0,125-20 кОм ±1 % А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ.

Ємність С3 - частотна корекція операційного підсилювача. Виробником рекомендується приймати рівною 30 нФ. Візьмемо елемент типу К73-17-63 В - 0,03 мкФ ОЖО.461.104.ТУ.

2.3. Розрахунок фільтра верхніх частот

На рис. 2.3.1 показана схема RC фільтра Батерворта верхніх частот другого порядку.

Дана схема виконує обернену функцію ніж схема, описана в розділі 2.2. Тому розрахунок схеми є аналогічним, але із врахуванням окремих моментів.

Коефіціент передачі фільтра, зображеного на рис. 2.3.1, виражається через формулу

. (2.3.1)

Скориставшись фільтром прототипом [1] передавальну функцію запишемо так

, (2.3.2)

S - оператор Лапласа по частоті зрізу щзр для ВЧ-фільтра запишеться так:

S = щзр/р. (2.3.3)

Підставивши вираз (2.3.3) у формулу (2.3.2) отримаємо:

. (2.3.4)

Прирівнявши вирази К(р) і Н(р) отримаємо наступні рівняння:

. (2.3.5)

Приймемо рівними R1=R2=R=10 кОм. Тоді із рівняння (1.3.5) випливає:

С1=С2=С=, (2.3.6)

де = 2рfзр, fзр=1 кГц - задана частота розділу.

Розрахуємо

нФ.

Ємність С приймаємо стандартний номінал 15 нФ.

Для мінімізації по постійному струму опір зворотнього зв'язку приймемо в двічі більшим R:

R3 = 2R = 20 кОм.

Приведемо результати аналізу розрахованої схеми

Для практичної реалізації фільтра необхідно застосувати наступні типи елементів:

С1, С2 К10-17-1б-Н50-0,015 мкФ ОЖО.460.172.ТУ;

R1, R2: C2-23-0,125-10 кОм ±1 % А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ;

R3: C2-23-0,125-20 кОм ±1 % А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ.

С3 К73-17-63 В - 0,03 мкФ ОЖО.461.104.ТУ.

2.4. Розрахунок фільтра низьких частот з регульованою частотою зрізу

Для сабвуфера використаємо фільтр нижніх частот Батерворта другого порядку, який зображений на рис. 2.1 Задача полягає в тому, щоб даний фільтр мав не фіксовану частоту зрізу, а регульовану в певних межах. Вирішити це питання можна наступним чином. Враховуючи те, що частоту зрізу у фільтрі нижніх частот Батерворта задає RC-ланка, яка стоїть на вході операційного підсилювача. Отже, щоб була можливість змінювати частоту зрізу, необхідно зробити змінними R або С елемент. Оскільки змінювати ємність складно технологічно, дорого і мала надійність роботи, тому вибираємо варіант із зміною опору резистора. Така схема матиме наступний вигляд (рис. 2.4.1):

Резистори R1 та R4 необхідні для того, щоб можна було задати мінімальну частоту зрізу, коли змінний резистор буде в крайньому положенні.

Згідно з технічним завданням частота зрізу даного фільтра повинна регулюватись в межах від 100 до 200 Гц.

Проведемо методику розрахунку, описану в розділі 2, із врахуванням наведених вище вимог.

Розрахунок ємності С проведемо за формулою (2.2.3):

С = 1/(2рfзрR).

Задаємось номіналом опору R2 = R3 = R = 10 кОм. Оскільки частота у нас регульована, тому для початку візьмемо середнє значення

С = 1/ (2р?150?10?103) = 100 нФ.

Виберемо номінал ємності С рівним 75 нФ.

Маючи фіксоване значення С за формулою

R = 1/(2рfзрC) (2.4.1)

прослідкуємо, в яких межах повинен змінюватись номінал резистора для забезпечення частоти зрізу від 100 до 200 Гц.

R(fзр=100 Гц) = 1/(2р?100?68?10-9) = 15915 Ом,

R(fзр=200 Гц) = 1/(2р?200?68?10-9) = 10610 Ом.

За результатами розрахунків проведемо вибір номіналів резисторів:

R1 = R4= 10 кОм,

R2 = R3= 6,8 кОм.

Оскільки опір зворотнього зв'язку R5 рекомендується приймати в два рази більшим за R, а він складається із двох резисторів: постійного номіналом 10 кОм і змінного - 6,8 кОм, то візьмемо в два рази більший від середнього значення: R5 = 22 кОм.

Провівши комп'ютерний аналіз отримаємо наступні графіки:

Оскільки частота зрізу даного фільтра є регульованою і не має чіткого фіксованого значення, то доцільним є застосування елементів із меншою точністю, собівартість яких є нижчою за високоточні.

Застосуємо наступні типи елементів:

R1, R4 C2-23-0,125-10кОм±5% А-В-В-А ОЖО.467.107.ТУ,

R5C2-23-0,125-22кОм±5% А-В-В-А ОЖО.467.107.ТУ,

R2, R3 CП3-9а-16-68кОм±10% ОЖО.468.112.ТУ,

С1,С2 К73-17-63В-0,1мкФ±10% ОЖО.461.104.ТУ,

С3 К73-17-63В-0,03мкФ±10% ОЖО.461.104.ТУ.

2.5 Розрахунок фазоповертача

Роль фазоінвертора або регулятора фазової затримки використовується у сабвуфері з метою зменшення фазочастотних спотворень, які можуть виникати в ланках звуковідтворювального тракту, узгодження фазочастотних характеристик сабвуфера і основних каналів акустичної системи та для компенсації недоліків фонограм. Як регулятор фазової затримки, використаємо всепропускаючу ланку 1-го порядку , схема якої приведена на рис. 2.5.1.

Коефіціент перетворення напруги такої ланки, який виводиться на підставі схеми ланки при умові, що підсилення операційного підсилювача КUОП = ?, описується таким математичним виразом:

(2.5.1)

Приймемо R1=R2=R. Вибираємо R1=R2=10кОм.

2.6. Вибір операційного підсилювача

В якості операційних підсилювачів, які застосовуються в фільтрах, виберемо LM301A [3]. LM301A - операційний підсилювач загального призначення, який має покращені в порівнянні з іншими загальнодоступними підсилювачами, характеристики. Сучасні методи виробництва дозволили на порядок зменшити вхідні струми, а нова схема подачі зміщення забезпечила зменшення температурного дрейфу вхідного струму.

Даний підсилювач має ряд особливостей, які дозволяють уникати від помилок, від перевантаження, при перевищенні синфазною напругою відсутнє “защолкування”, ОП не входить в самозбудження, а частотна корекція здійснюється всього одним конденсатором 30 пФ.

В схемах з високим вхідним опором LM301A забезпечує більш високу точність обробки сигналів і менший рівень шумів в порівнянні з іншими. Крім того, замінюючи схеми, в яких на вхід звичайного ОП ставиться буферний каскад з узгодженої пари транзисторів 2П308А може забезпечити більш низькі значення зсуву і дрейфу при меншій вартості.

Граничні експлуатаційні та електричні параметри:

Напруга живлення ±15 В;

Розсіювана потужність 500 мВт;

Диференціальна вхідна напруга ±30 В;

Вхідна напруга ±18 В;

Тривалість к.з. виходу не обмежена;

Діапазон робочих температур від 0 до 700С;

Вхідна напруга зсуву 2 мВ;

Вхідний струм зсуву 3 мА;

Вхідний опір 2 Мом;

Струм споживання 1,8 мА.

3. Характеристика інтегральних підсилювачів

Підсилювачі потужності, які іноді мають назву кінцевих підсилювачів, призначені для збільшення потужності звукових сигналів до такого рівня, щоб вони могли збуджувати електроакустичні перетворювачі - гучномовці, головні телефони та ін. Принцип роботи підсилювачі потужності полягає в тому, що вони перетворюють підведену до них від джерела живлення потужність постійного струму в змінний струм, причому форма сигналу на виході підслювача повністю повторює сигнал на вході. Підсилювач потужності повинні характеризуватись невеликими коефіціентами спотворень і високим ККД (відношення потужностей змінного струму на виході і постійного струму, підведеного від джерела живлення).

Сучасний ринок пропонує цілий набір інтегральних підсилювачів різних класів якості, спеціально призначених для касетних переносних магнітофонів, автомобільної радіоапаратури, телевізійних приймачів, проміжних аудіопідсилювачів. Потужність інтегральних підсилювачів зазвичай не перевищує 25 Вт. І тільки провідні фірми виробники, такі як Philips, SGS-Thomson, Motorola, Mitsubishi-Electric можуть запропонувати монолітні інтегральні підсилювачі потужністю до 70 Вт.

Інтегральні підсилювачі дуже компактні, не потребують зовнішніх детелей, часто мають систему захисту від коротких замикань і перевантажень по струму навантаження, термозахист і т.п., що забезпечує безвідмовну роботу при експлуатації.

3.1. Вибір і розрахунок підсилювача для сабвуфера

Вибір інтегрального підсилювача проведемо на основі даних, заданих в технічному завданні:

- амплітуда вхідного сигналу 1 В;

- вихідна потужність сабвуфера 25 Вт.

Візьмемо мікросхему TDA2050V фірми виробника SGS-Thomson. Експлуатаційні та електричні параметри такого інтегрального підсилювача наступні:

- вихідна потужність, Рвих = 25 Вт;

- опір навантаження, Rн = 4 Ом;

- коефіціент підсилення Ку = 80 дБ;

- коефіціент гармонік Кг = 0,5 %;

- напруга живлення Uж = ±25 В;

- допустиме відхилення напруги живлення Uд = ±2,5 В;

- мінімальний споживаний струм І = 55 мА;

- нижня гранична робоча частота fн = 20 Гц;

- верхня гранична робоча частота fв = 20 кГц;

- корпус ТО220 (5 виводів).

Схема включення запропонована фірмою виробником наведена на рис. 3.1.1.

Конденсатор С1 - роздільчий конденсатор. А ланка R1C1 відіграє роль диференціюючої ланки, яка застосовується для того, щоб вихідна напруга із цієї ланки була пропорційна швидкості зміни вхідного сигналу. При скачку напруги на вході зміна напруги на конденсаторі рівна 0 і опір R1 являє собою навантаження зі сторони входу мікросхеми. Елемент R1 вибирається не дуже малим, щоб сильно не навантажувати вхід. Фірма виробник дані елементи пропонує прийняти рівними С1 = 1 мкФ, R1 = 22 кОм. Візьмемо наступні типи елементів: К53-4-16-1мкФ±20% ОЖО.467.037.ТУ та С2-23-0,125-22кОм±5% А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ.

Конденсатори С2 та С4 відіграють роль згладжуючих конденсаторів від різних високочастотних викидів по напрузі живлення. Вони вибираються в межах від 1 нФ до 100 нФ. Приймемо рівними 10 нФ і при практичній реалізації застосуємо тип К73-17-63В-0,01мкФ±10% ОЖО.461.104.ТУ.

Ланка R2=680 Ом, С3=22мкФ, R3=22кОм, включена у зворотній зв'язок мікросхеми, задає необхідний коефіціент підсилення. Конденсатор візьмемо типу К53-4-63В-22мкФ ОЖО.647.037.ТУ, а резистори С2-23-0,125-22кОм±5% А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ та С2-23-0,125-680 Ом±5% А-В-В-А ОЖО.467.104.ТУ.

Страницы: 1, 2, 3