Большая База Данных Рефератов - Расчет импульсного источника вторичного электропитания

Расчет импульсного источника вторичного электропитания

/b>

Схема управления силовым транзистором с применением специализированной ИМС, приведена на рис. 10. Схема содержит следующие элементы с указанием их соответствующего функционального назначения специализированной ИМС типа КР1033ЕУ15А (вывод 7 ИМС) осуществляется от стабилитрона . Существует два режима электропитания ИМС.

Первый режим используется для первоначального пуска ИВЭП. При наличии напряжения ток через стабилитрон задается резистором . В установившемся режиме ток в через резистор поступает от обмотки трансформатора TV схемы силового каскада (см. схему рис. 4, напряжение ). Сглаживание высокочастотных и низкочастотных пульсаций напряжения питания осуществляется конденсаторами и , первый из которых является керамическим, а второй - электролитическим. Общим для входных и выходных сигналов, а также для питания является вывод 5 .

Рис. 11. Схема управления силовым транзистором.

Выходом , является вывод 6 ИМС, импульсное напряжение которого через резистор поступает на затвор транзистора VTS схемы рис. 4 (сигнал ).

Отличительной особенностью схемы ОПНО является использование МДП-транзистора VDS в качестве датчика тока. Эта часть схемы управления (схема защиты) работает следующим образом. Когда на выводе 6 появляется высокий уровень напряжения, транзистор VTS открыт. Падение напряжения на нем определяется как произведение сопротивления сток-исток в открытом состоянии и тока первичной обмотки трансформатора. Напряжение в точке соединения резисторов и равно сумме падений напряжения на резисторе и диоде . С выхода делителя напряжения это напряжение поступает на вывод 3 , функциональное назначение которого заключается к контроле тока силового транзистора. Если принять, что падение напряжения на диоде при протекании через него различных токов не изменяется, то можно полагать, что напряжение на выводе 3 линейно зависит от тока первичной обмотки трансформатора. Если напряжение на этом выводе ИМС превысит заданное значение, то действие импульса напряжения прекращается ранее, чем это задается схемой управления, чем реализуется защита силового транзистора от превышения тока стока. Если при последующем включении силового транзистора ток стока опять превысит заданное значение, то процессы повторяются.

Задание требуемого порога срабатывания защиты от перегрузки выполняется соответствующим выбором сопротивлений резисторов и . Конденсатор ,является интегрирующим и предназначен для исключения ложного срабатывания схемы защиты от внешних и внутренних высокочастотных импульсов помехи.

Известно, что падение напряжения на диоде с р-п переходом зависит от температуры, что относится и к диоду . С увеличением температуры падение напряжения на нем уменьшается. Это снижает порог срабатывания схемы защиты, так как в этом случае сопротивление МДП-транзистора увеличивается, что вызывает увеличение напряжение на выводе 3 . Таким образом, уменьшение надежности работы силового транзистора при повышенной температуре компенсируется снижением порога срабатывания схемы защиты.

В случае полного короткого замыкания в нагрузке напряжения на обмотках трансформатора TV резко уменьшаются, в том числе и на обмотке (схема рис. 4). Это вызывает снижение напряжения на стабилитроне и на выводе 7 питания ниже уровня её отключения. ИМС переходит в ждущий режим работы. После этого напряжение на стабилитроне начнет увеличиваться за счет заряда конденсатора от источника питания через резистор . Происходит повторное первоначальное включение ИВЭП и, если замыкание в нагрузке не снято, то процессы повторяются. Таким образом, при наличии значительной перегрузки преобразователя происходит периодический пуск ИВЭП и питание для установившегося режима работы обеспечивается напряжением обмотки , трансформатора TV (схема рис. 4). Такой способ защиты от перегрузки позволяет значительно снизить мощность, рассеиваемую силовым транзистором и выпрямительным диодом.

Для питания внутренних и некоторых внешних элементов в существует стабильный источник опорного напряжения , который выведен на вывод 8 ИМС. Фильтрация его от высокочастотных помех осуществляется конденсатором .Установка частоты преобразования ОПНО производится выбором параметров последовательной цепи , средняя точка которой подключена к выводу 4 . Питание этой цепи осуществляется от стабильного источника , что позволяет улучшить устойчивость системы автоматического регулирования (САР) и повысить стабильность напряжения .

Между выводами 1 и 2 включен резистор , при помощи которого можно изменять коэффициент усиления САР, изменяя тем самым динамические и статические характеристики "безтрансформаторного" ИВЭП.

Вторая половина оптопары , устройства гальванической развязки содержит фототранзистор, сопротивление которого изменяется при изменении яркости светового потока, поступающего от светодиода первой половины этой оптопары (см. рис. 4). Конденсатор , включенный между базой и коллектором фототранзистора, служит для исключения влияния высокочастотных импульсов помехи на работу схемы управления. Резисторы и образуют делитель напряжения, выходное напряжение которого подключено к выводу 2 . Этот вывод является входом схемы сравнения ИМС, которая управляет работой внутренней схемы, осуществляющей преобразование аналогового сигнала в импульсную последовательность . Питание фототранзистора оптопары осуществляется от источника напряжения через резистор .

2. Расчет "безтрансформаторного" ИВЭП

Исходные данные:
1) Максимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение): Ес max = 410 В;

2) Минимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение): Ес min = 375 В;

3) Выходное напряжение ИВЭП: UH = 48 В;

4) Максимальный выходной ток нагрузки ИВЭП: Iн макс = 0,5 А; максимальная выходная мощность: Рн = 24 Вт;

5) Пульсации напряжения на конденсаторе Cнч сглаживающего фильтра сетевого выпрямителя: ДЕП = 52 В;

6) КПД ИВЭП не менее: = 0,6;

7) Режим работы силового каскада: с превышением тока (с ПТ)

8) Частота преобразования импульсного преобразователя постоянного напряжения: fпр = 42 кГц;

9) Максимальная температура окружающей среды: Токр = 38 ?С

10) Индуктивность рассеяния обмоток силового трансформатора:

Ls = 2,4 мкГн;

11) Амплитуда увеличения импульса напряжения силового транзистора преобразователя за счет индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора TV: ДUси = 21 В.

Порядок расчета импульсного источника электропитания

2.1 Определение максимального и минимального значений постоянного напряжения питания силового каскада

Определяем максимальное и минимальное значение постоянного напряжения питания силового каскада, В:

(2.1)

, (2.2)

где - падение напряжения на диоде сетевого выпрямителя, где принято, что .

2.2 Выбор типа диодов VDc1…VDc4 сетевого выпрямителя

Максимальное обратное напряжение на диодах равно максимальному выпрямительному напряжению, В:

(3.1)

Средний ток, протекающий через каждый из диодов, А:

(3.2)

Диоды выбираются таким образом, чтобы для этих расчетных значений напряжений и токов выполнялся коэффициент запаса >0,7. Кроме того, необходимо учитывать наличие в сети возможных импульсных низкочастотных и высокочастотных перенапряжений, поэтому для сетевых выпрямителей желательно, чтобы допускаемые напряжения превышали расчетные в 2…3 раза по отношению к расчетным.

Воспользуемся справочными данными по некоторым типам выпрямительных и импульсных диодов, приведенными в приложении 2 {1}.

В нашем случае подходят диоды типа КД220Г, у которых максимально допустимое обратное напряжение , а ток .

2.3 Определение емкости сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя конденсатора Снч
Рассчитаем емкость сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя конденсатора ,мкФ:
(4.1)
Учитывая, что обычно емкость электролитических конденсаторов имеет технологический разброс 20%, из номинального ряда емкостей выбираем .
Максимальное напряжение на этом конденсаторе, В:
(4.2)
Из номинального ряда напряжений выбираем конденсатор с максимально допустимым напряжением 800 В.
2.4 Определение максимальной скважности управляющих импульсов
Рассчитаем максимальную скважность управляющих импульсов :
, (5.1)
где , обычно при предварительном расчёте принимается, что , - падение напряжения на открытом транзисторе VTs.
Тогда найдем максимальную скважность:

2.5 Расчёт силового трансформатора TV

Максимальный ток первичной обмотки , А:

(6.1)

Действующее значение тока обмотки , А:

(6.2)

Коэффициент трансформации силового трансформатора:

(6.3)

Действующее значение тока вторичной обмотки и диода VDв, А:

(6.4)

Индуктивность первичной обмотки трансформатора TV, мГн:

(6.5)

Найдем индуктивность первичной обмотки:

Определяем число витков первичной обмотки . Из данных приложения 1 {1} предварительно выбираем магнитопровод . Для него средняя длина силовой линии , площадь поперечного сечения сердечника , магнитная проницаемость :

(6.6)

Полученный результат следует округлить до ближайшего целого и желательно четного числа, поэтому .

Приращение магнитной индукции в сердечнике магнитопровода за время действия импульса тока первичной обмотки, Тл:

(6.7)

Индукция насыщения материала сердечника МП140 равна . Она больше, чем рассчитанное приращение , поэтому можно сделать вывод о том, что типоразмер магнитопровода выбран верно. В противном случае нам бы требовалось выбирать магнитопровод с меньшей магнитной проницаемостью и пересчитывать число витков.

Определяем коэффициент трансформации обмотки питания схемы управления по отношению к обмотке :

, (6.8)

где напряжение питания

Определяем число витков обмоток трансформатора TV, витков:

(6.9)

Выбираем .

(6.10)

Выбираем .

Определяем диаметр проводов обмоток и потери мощности в обмотках трансформатора.

Для уменьшения индуктивности рассеяния необходимо равномерное распределение обмоток по поверхности тороидального магнитопровода и расположение их друг над другом с минимальным расстоянием. Т.е. толщина изоляции между обмотками должна быть минимальной. В данном случае обмотку наматывают первой и далее наматывают обмотку .

Диаметр провода с изоляцией определяем исходя из условия расположения обмотки виток к витку по внутренней окружности сердечника в один слой, мм:

, (6.11)

где - внутренний диаметр выбранного сердечника магнитопровода, геометрические и электрические параметры тороидальных магнитопровода типа МП приведены в приложении 1 {1}.

Справочные данные по обмоточным проводам приведены в приложении 3 {1}, откуда выбираем провод ПЭТВ-2-0,55. Его диаметр без изоляции равен , сечение провода , а сопротивление 1м провода (погонное сопротивление)- .

Определяем плотность тока в проводе обмотки , А/мм2:

(6.12)

что вполне удовлетворяет требуемым нормам: .

Длина провода первичной обмотки, мм:

(6.13)

т.е. длина провода первичной обмотки .

Потери мощности в проводе обмотки , Вт:

(6.14)

Потерями мощности можно пренебречь.

Диаметр провода без изоляции вторичной обмотки, мм:

(6.15)

Из данных таблицы приложения 3 {1} выбираем провод ПЭТВ-0,62. Его диаметр без изоляции равен , поперечное сечение , а погонное сопротивление .

С учётом наличия на сердечнике обмотки и межобмоточной изоляции длина провода вторичной обмотки :

(6.16)

т.е. длина провода вторичной обмотки .

Потери мощности в проводе вторичной обмотки, Вт

(6.17)

Т.к. ток, протекающий по обмотке , не превышает 10…20 миллиампер, т.е. весьма мал, то для нее из таблицы 3 приложения 3 {1} выбираем провод ПЭТВ-2-0,1 и расчёта потерь мощности не делаем.

На этапе расчета потери мощности считаются равными потерями в проводах обмоток, т.е. полные потери мощности в трансформаторе равны, Вт:

(6.18)

Потери мощности в трансформаторе, Вт:

Действующее значение тока стока транзистора равно току первичной обмотки : . Максимум напряжения сток-исток транзистора будет иметь место непосредственно после его запирания, Вт:

, (7.1)

где -напряжение, вызванное накоплением тока в индуктивности рассеяния обмоток TV. На предварительном этапе расчета принимается: .

На основании расчетов и в соответствии с приложением 4 {1} выбираем транзистор 2П803А.

Статические потери мощности в транзисторе составляют, Вт:

, (7.2)

где - сопротивление транзистора VTs в открытом состоянии;

- максимальная температура перехода транзистора;

- максимальная температура окружающей среды, задана в задании.

Вычислим статические потери мощности в транзисторе, Вт:

Поскольку рассчитываемый преобразователь предназначен для работы в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванные наличием импульса тока можно пренебречь.

Потери мощности при включении транзистора VTs зависят от времени спада тока стока , которое, в свою очередь, определяется временными и амплитудными параметрами сигнала , формируемого схемой управления. Практически для выбранной элементной базы можно принять, что .

Ориентировочно потери мощности при включении транзистора VTs определяются, Вт:

(7.3)

Суммарная мощность, рассеиваемая транзистором VTs, Вт:

(7.4)

2.6 Выбор выпрямительного диода VDв

Действующее значение тока диода равно току вторичной обмотки .

Обратное напряжение на диоде, В:

(8.1)

Критерии выбора диода те же, что и для транзистора. Поскольку через диод протекает значительный ток, то его следует выбирать с большим запасом. Это позволит уменьшить размеры теплоотвода. Руководствуясь этим, выбираем диодную сборку КД636ВС, которая представляет собой два диода Шоттки с общим катодом. Она имеет: обратное напряжение и максимальный прямой ток - . Время восстановления обратного сопротивления - . Падение напряжения на этой диодной сборке равно: .

Статические потери мощности на диоде VDв:

(8.2)

Поскольку преобразователь работает в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока в режиме НТ, можно пренебречь.

Определим параметры элементов схемы управления на рис.11.

Рассчитаем сопротивление резистора запуска ИВЭП- .

Через этот резистор протекает ток заряда конденсатора и ток запуска ИМС , равный 0,5 мА. Напряжение запуска ИМС составляет 16В. Предположим, что требуемый суммарный ток запуска равен удвоенному току запуска 1,0мА, тогда схема будет надежно запускаться, если сопротивление резистора , кОм:

(9.1)

Ближайшим из стандартного ряда является резистор сопротивлением 160кОм . Следовательно, .

Мощность, рассеиваемая этим резистором, составляет:

(9.2)

2.7 Определение параметров элементов схем управления

Определяем параметры элементов цепи защиты силового транзистора VTs от перегрузки по току.

При определении параметров элементов цепи защиты по току целесообразнее руководствоваться типовым значением сопротивления, которое, как правило, лежит в пределах от максимального. Напряжение на выводе 3 ИМС- , равно падению напряжения на сопротивлении резистора , при котором начинается ограничение длительности импульса , составляет 1В. Исходя из того, что амплитуда импульса тока, протекающего через резистор , должна находиться в пределах , выбираем его сопротивление равным 1,2кОм. Считая прямое падение напряжение на диоде VDt, равным 0,6В.

Найдем сопротивление резистора :

(9.3)

Из номинального ряда сопротивлений выбираем:

Меньшее значение сопротивления рассчитаем исходя из того, что протекающий через него ток не должен превышать 10мА при номинальном напряжении питания схемы управления и при минимальном падении напряжения на силовом транзисторе VTs и диоде VDt. Максимальное сопротивление резистора выбираем таким, чтобы при напряжении на выводе 7 ИМС, близком к напряжению ее выключения и при максимальном напряжении на открытом транзисторе VTs, диод VDt был открыт.

Следовательно:

(9.4)

Подстановка численных значений дает:

и после вычислений получаем:

Из полученного диапазона и известного номинального ряда сопротивлений выбираем резистор . Рассчитаем сопротивление резистора в цепи управляющих импульсов (в цепи затвора транзистора VTs). Если принять, что время переключения силового транзистора равно , то выходной ток ИМС , требующий для переключения VTs, находится:

, (9.5)

где - полный заряд емкости затвор-исток транзистора VTs. Для современных транзисторов величина приводится, обычно, в справочных данных, принимаем .

Тогда ток, А:

Тогда сопротивление резистора определяется:

(9.6)

Выбираем .

Определяем параметры цепи, определяющей частоту преобразования силового каскада .

Согласно технической документации на ИМС типа КР1033ЕУ15А, если сопротивление , то для выбранной частоты требуется иметь следующую емкость конденсатора :

(9.7)

Из номинального ряда емкостей конденсаторов выбираем .

Мощность, рассеиваемая ИМС :

(9.8)

Собственные потери мощности ИМС:

, (9.9)

где - максимальный ток, потребляемый ИМС во включенном состоянии:

Тогда получаем, что:

Суммарные потери мощности, Вт:

(9.10)

Эта величина меньше, чем нормативно допускаемая: .

Определяем параметры цепи обратной связи схемы сравнения по напряжению в схеме рис.

Внутреннее опорное напряжение ИМС схемы сравнения рис. - , равно . Оно формируется при помощи делителя напряжения . Если выбрать ток через делитель , то сопротивление находится следующим образом:

(9.11)

В соответствии с имеющимся рядом номинальных величин сопротивлений выбираем: .

Для точной настройки уровня выходного напряжения резистор должен быть переменным или подборным.

Средняя величина этого сопротивления определяется:

(9.12)

Следовательно, если этот резистор будет подборным или переменным, то с достаточным запасом можно принять: . Если оно будет подборным, то диапазон сопротивлений должен лежать в пределах () Ом.

2.8 Определение параметров элементов демпфирующей цепи силового каскада

В соответствии с законом сохранения энергии магнитного поля можно определить, что , где - энергия, накопленная в индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора TV на этапе открытого состояния транзистора VTs, - энергия, которую должен “поглотить” демпфирующий конденсатор после выключения VTs при заданной амплитуде увеличения импульса напряжения сток-исток: . Так как

, (10.1)

где , то емкость демпфирующего конденсатора определяется

(10.2)

Выбираем емкость .

Сопротивление демпфирующего резистора найдем исходя из того, что напряжение на конденсаторе уменьшается на величину за период , чтобы к следующему моменту времени выключения транзистора конденсатор смог “поглотить” следующий импульс тока, накопленный в индуктивности рассеяния. Закон изменения напряжения на имеет вид:

(10.3)

Откуда величина максимального сопротивления демпфирующей цепи определяется выражением

(10.4)

Для обеспечения заведомо полного разряда демпфирующего конденсатора во всех режимах работы преобразователя величину сопротивления резистора выбираем в два раза меньше расчетной, то есть . Напряжение на резисторе демпфирующей цепи:

(10.5)

Мощность, рассеиваемая резистором :

(10.6)

В соответствии с требуемым коэффициентом запаса выбираем резистор мощностью 1 Вт.

Через включенный диод VDд демпфирующей цепи протекает импульсный ток . Обратное напряжение равно максимальному напряжению сток-исток . Диод должен обладать повышенным быстродействием. Так как относительная длительность импульса тока, протекающие через него, мала, то можно выбрать диод с допускаемым средним током не более 2 А и с максимальным обратным напряжением 800 В. В соответствии со справочными данными приложения 2 {1} этими условиями удовлетворяет диод КД247Д.

2.9 Определение КПД источника вторичного питания
Найдем КПД источника электропитания:
(11.1)
Достаточно точное определение пульсаций выходного напряжения является сложным процессом и требует использования некоторых параметров сглаживающих конденсаторов и , которые не оговариваются справочными данными или иной нормативной документацией. В наиболее значительной степени это относится к режиму ПТ, который принят для рассчитываемого импульсного преобразователя.
Поэтому определение емкости этих конденсаторов может быть сделано из соображений: приближенно пульсации напряжения на выходе силового каскада преобразователя определяются как:
(12.1)
Выходной фильтр силового каскада состоит из двух электролитических конденсаторов и , между которыми включен дроссель . Современные электролитические конденсаторы обладают внутренним эквивалентным сопротивлением потерь (ЭПС), которое не позволяет получать достаточно малые величины напряжения . Для исключения негативного влияния ЭПС в схему выходного сглаживающего фильтра ОПНО практически всегда вводятся индуктивные элементы. Величина индуктивности , обычно, невелика и составляет несколько десятков микрогенри. Формула для определения справедливо для случая, когда . Тогда приведенная емкость может быть представлена как сумма емкостей конденсаторов и . Для исключения негативного влияния ЭПС в схему введен дроссель . Поэтому наиболее целесообразным является определение некоторой условной емкости сглаживающих конденсаторов. Эта условная емкость должна быть использована в качестве конденсаторов и . Тогда для заданной нормы пульсаций выходного напряжения ИВЭП емкости конденсаторов и находятся:
, (12.2)
где
Исходя из соображений соответствующего запаса по емкости () выбираем конденсаторы .
Заключение
В данном курсовом проекте был рассчитан источник вторичного электропитания (ИВЭП) с выходным напряжением 48 В, максимальным током нагрузки 0,5 А и КПД 0,6, а также определили максимальное и минимальное значения постоянного напряжений силового каскада и , типа КД220Г; определили емкость сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя конденсатора Снч=15 мкФ; определили максимальную скважность управляющих импульсов , равная 0,19; рассчитали параметры силового трансформатора, выбрали магнитопровод сердечника трансформатора, выбрали марки проводов первичной и вторичной обмоток соответственно ПЭТВ-2-0,55 и ПЭТВ-2-0,62, рассчитали потери мощности в трансформаторе 0,315 Вт; выбрали транзистор 2П803А, определили суммарную мощность рассеивания 0,16 Вт; выбрали выпрямительный диод VDв марки КД247Д; определили параметры элементов схемы управления и демпфирующей цепи; определили емкость сглаживающих конденсаторов и , которая соответственно равна 1800 мкФ.
Список используемой литературы
1. Б.С.Сергеев, А.Н.Чечулина, Н.Б.Курченкова “Расчёт импульсного источника вторичного электропитания”: Учебное пособие для курсового проектирования. Екатеринбург, 2002г.
2. В.А. Ломанович “Справочник по радиодеталям” - (Справочник и конденсаторы): Издательство ДОСААФ-Москва, 1966г.

Страницы: 1, 2

Меню

Расчет импульсного источника вторичного электропитания