Радиопередающее устройство, работающее в режиме однополосной модуляции

Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

Требуемая входная мощность от предварительного усилителя:

2.3 Расчет коллекторной цепи оконечного каскада

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе в критическом режиме:

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Максимальная мощность, потребляемая от источника питания:

КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Добавочное сопротивление эмиттерной нагрузки:

Коэффициент усиления по мощности:

В результате выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора видно, что в выбранном режиме транзистор обеспечивает требуемую мощность 11,2 Вт на выходе каскада. Коэффициент усиления по мощности Кр = 14, при этом имеет достаточно высокий КПД 72 %. Индуктивности выводов и емкости кристалла транзистора имеют малую величину, поэтому на данных частотах они влияния не оказывают. Выходное сопротивление усилителя по высокой частоте Rek = 8,5 Ом.

Выбор принципиальной схемы (рис. 4), схемы питания и расчет блокировочных элементов.

Рис. 4. - Параллельная схема питания.

Блокировочные элементы рассчитываются исходя из следующих соотношений:

Разделительная емкость Cбл ставится для передачи ВЧ сигнала, т.к. обладает малым сопротивлением как элемент согласования.

Также ёмкость Cбл ставится для устранения взаимного влияния каскадов передатчика друг на друга через источник питания.

XCбл << XLблXCбл = XLбл / (100 - 200),

Чтобы получить = 90, необходимо обеспечить Rавт > RД. Для этого используем схему, приведенную на рис. . Здесь при R1 >> R2 сопротивление Rавт = RД + R2

Примем R2 = 91 Ом.

Примем R1 = 490 Ом.

Дроссель позволяет подать на транзистор напряжение питания и при этом не влияет на прохождение , представляя собой высокое сопротивление для ВЧ - сигнала. Рассчитаем блокировочную индуктивность:

3. РАСЧЕТЫ И ВЫБОР ВХОДЯЩИХ КАСКАДОВ

3.1 Расчет кварцевого автогенератора

Автогенераторы в радиопередатчиках являются первичными источниками колебаний, частота и амплитуда которых являются основными параметрами схемы, и должны в минимальной степени зависеть от внешних условий. В состав автогенератора обязательно входит активный элемент (транзистор) и колебательная система, определяющая частоту колебаний. Во многих случаях к передатчикам предъявляются требования к стабильности частоты колебаний, которая зависит не только от элементов схемы, но и от внешних условий. С этой целью автогенератор стараются защитить от внешних воздействий: температуры, вибраций, влажности, электромагнитных и радиоактивных излучений, нестабильности источников питания и т.д., которые могут оказать влияние на стабильность частоты.

Построим автогенератор проектируемого передатчика по схеме емкостной трехточкой. Эквивалентная схема данного автогенератора приведена на рис. 5.

Методика расчёта автогенератора упрощается, если инерционными явлениями в транзисторе пренебречь. Это можно сделать в том случае, когда граничная частота транзистора по крутизне выше рабочей частоты автогенератора. Выберем транзистор автогенератора 2Т368А.

Исходные данные для расчета:

Частота автогенератора - 20 МГц,

Напряжение питания - 5 В,

Мощность в нагрузке, не менее 0,3 Вт.

Необходимые параметры транзистора 2Т368А:

Сопротивление насыщения транзистора - rнас = 0,3 Ом

Частота единичного усиления - fт = 900 МГц

Статический коэффициент передачи по току - в0 = 50

Допустимое напряжение на коллекторном переходе - Uкэ доп = 15 В

Допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе - Uбэ доп = 4 В

Допустимый постоянный ток коллектора - Iкэ max = 0,6 А

Расчёт:

Задаёмся фактором регенерации. Выберем G = 2.

Выберем угол отсечки и=р/2 при работе генератора, и определим коэффициенты разложения косинусоидального импульса ,.

б0 = 0,319; б1 = 0,5; г0 = 0,319; г1 = 0,5; g1 = 1,57;

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе:

Остаточное напряжение на коллекторе:

Определяем суммарную величину импульса коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Первая гармоника коллекторного тока:

Напряжение на коллекторной нагрузке (контуре):

Uk1 = Ik1 Roeкр = 40,45 0,122 = 4,9 В

Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи автогенератора:

Определим мощность, подводимую к автогенератору от источника питания:

Полезная колебательная мощность автогенератора:

P1 = Uk1 Ik1 = 4,92 0,122 = 0,59 Вт

Рассеиваемая на коллекторе мощность:

= 0,59 - 0,38 = 0,21 Вт

Определим КПД автогенератора:

з = P1 / P1 + P0 = 0,59 / 0,59 + 0,38 = 0,62

10. Применим осцилляторную схему емкостной трехточки (рис. .), в соответствии с эквивалентной схемой. Данный автогенератор работает на первой гармонике кварца, поэтому контур должен быть настроен на соответствующую частоту, исходя из которой, можно определить элементы схемы.

10.1. Определим значение результирующей ёмкости контура С0 исходя из величин емкостей С2 и С1. Примем номиналы С1 = 30 пФ, С2 = 120 пФ.

С0 = С1 С2 / С1 + С2 = 24 пФ

10.2. Определим значение коэффициента обратной связи:

КОС = С1 / С2 = 30 / 120 = 0,4

10.3. Определим значение индуктивности контура L3:

L3 = 1 / 4 р 2 f0 2 C0 = 2,4 мкГн

10.4. Выберем емкость С3 < С2, С1, равную 10 пФ.

11. Определим номиналы резисторов:

R1 = Ек - Еб / Iб0 = 5 - 0,7 / 1,56 = 2,756 кОм (2,7 кОм)

где Iб0 = Iк0 / в0 = 0,078 / 50 = 1,56 мА

R2 = 10 R1 = 27 кОм

Rбл = Eп / Ik max = 5 / 0,24 = 21 Ом

12. Проверим условие самовозбуждения - Кос S Roe кр > 1, для чего проведем вспомогательные расчеты:

12.1. Ток эмиттерного перехода:

Iэ = Iк0 (1 + в0) / в0 = 0,079 А

12.2. Сопротивление эмиттерного перехода:

Rэ = 1 / 40 Iэ = 0,315 Ом

12.3. Крутизна базового тока:

S = в0 / Rб + Rэ в0 = 3,17 А / В

Кос S Roe кр = 0,4 3,17 40,4 = 48

В качестве широкополосных усилителей, в данном случае, можно также использовать интегральные микросхемы. Для нашего изделия подходит микросхема К175УВ1А. Микросхема представляет собой широкополосный усилитель высокой частоты с регулируемым коэффициентом усиления. Данный усилитель предназначен для применения в качестве антенных усилителей, усилителей промежуточной частоты телевизионных и радиотрансляционных приемников, буферных каскадов, предварительных усилителей и усилителей-ограничителей. Содержит 12 интегральных элементов, масса не более 1 г. Типовое включение микросхемы в качестве балансного смесителя, согласно документации, показано на рис. 8.

Рис. 8. - Вариант включения микросхемы К175УВ1А.

Основные электрические параметры микросхемы:

Номинальное напряжение питания.6 В ± 10 %

Ток потребления при Un = 6 В.< 15 мА

Коэффициент усиления напряжения при

Un = 6 В, f вx = 10 МГц, не менее 10

Верхняя граничная частота при Un = 6 В:

К175УВ1А, не менее 45 МГц

К175УВ1Б, не менее 60МГц

Входное сопротивление при Un = 6 В, не менее 1 кОм

Коэффициент нелинейности амплитудной характеристики при Un = 6 В,

f = 40 МГц, не менее 5 %

Коэффициент шума при Un = 6 В, f вx = 20 МГц < 12 дБ

Входное напряжение на выводах 4, 6, 10, 11 0,01 В

Ток нагрузки (постоянный) по выводу 6, не более 6 мА

Сопротивление нагрузки по выводу 6 > 1 кОм

Температура окружающей среды - 60…+ 125 °С

3.3 Выбор и расчет фильтров

Первое преобразование в однополосных передатчиках выполняется на частоте 500 кГц, что обусловлено широким применением стандартизованных электромеханических фильтров (ЭМФ). При весьма малых габаритных размерах они имеют высокую избирательность, узкую, и достаточно стабильную полосу пропускания с некоторой незначительной неравномерностью в полосе пропускания.

Для работы на первой поднесущей частоте 500 кГц выберем фильтр ФЭМ4 - 0,31. Полоса пропускания этого фильтра составляет 3,1 кГц. Это соответствует стандартной полосе модулирующих частот 300...3400 Гц.

Параметры фильтра ФЭМ4 - 031:

f = 500 кГц - несущая частота;

f = 300…3400Гц - полоса пропускания (верхняя);

а = 0,3 дб - неравномерность АЧХ в полосе пропускания;

а = 60 дб - затухание вне полосы;

Rвх = Rвых = 3,3 кОм - входное и выходное сопротивление;

Cвх = Cвых = 56 пФ - входная и выходная емкости.

- Зададим среднюю величину входного напряжения сигнала Uc на выходе УНЧ микрофона - 100 мВ.

- Найдём напряжение на входе фильтра после балансного модулятора:

Определим коэффициент передачи фильтра и найдём значение напряжения на выходе фильтра:

В результате первого преобразования спектр модулирующих частот оказывается перенесенным в область 500 кГц. При дальнейшем формировании однополосного сигнала на рабочей частоте снимается проблема разделения фильтрами близко расположенных составляющих, следовательно необходимо применять вышеуказанный фильтр с высокой избирательностью.

В результате второго преобразования спектр модулирующих частот оказывается перенесенным в область 20 МГц, причем спектральные составляющие сигнала оказываются разнесены на 500 кГц относительно поднесущей. В этом случае высокой избирательности не требуется, следовательно можно применить избирательную систему на основе колебательных контуров, обеспечивающие достаточную избирательность в рабочей полосе, осуществляя подавление нерабочих составляющих спектра за пределами частот рабочего диапазона. В связи с узким рабочим диапазоном достаточно избирательной системы на основе трёх колебательных контуров (рис. 9.)

Рис.9 .Избирательная система на основе трёх колебательных контуров.

Определяем значение индуктивности контура:

Примем неравномерность АЧХ в полосе пропускания а = 2 дб

Определим коэффициент передачи цепи и найдём значение напряжения на выходе балансного модулятора 2:

Выберем схему фильтра нижних частот для третьего балансного модулятора таким образом, чтобы обеспечить заданную рабочую полосу частот, при этом подавить частоты в области 500 кГц, и выше 20 МГц (рис. 9). Расчет элементов фильтра и его принципиальную схему смоделируем в среде OrCad 9.2, построив АЧХ (рис. 10).

Рис. 9. Принципиальная схема фильтра нижних частот.

Рис. 10. АЧХ фильтра нижних частот.

Номинальное значение сигнала на входе фильтра зададим равным 1 В. Т.к. фильтр пассивный, то его коэффициент передачи меньше 1, что и получилось в результате моделирования АЧХ.

4. РАСЧЕТ ЛИНИИ СВЯЗИ

В соответствии с ТЗ разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением WФ = 50 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика (а именно на выходе усилителя мощности) необходимо включить согласующую цепь.

Выбор типа цепи связи зависит от коэффициента перекрытия по частоте:

Kf = fверх / fниж = 16 МГц / 10 МГц = 1,6; следовательно ПРД - широкополосный.

Исходя из значения Kf применяем трансформатор на длинных линиях. Данный способ согласования не обеспечивает необходимого подавления внеполосных искажений, поэтому необходимо применить дополнительную цепь подавления - фильтр.

Расчет цепи согласования

Выбор схемы соединения и значение коэффициента трансформации обусловлен значениями согласуемых сопротивлений, при которых обычные широкополосные трансформаторы имеют низкий КПД из-за влияния индуктивности рассеяния.

Исходные данные для расчета:

- RН = WФ = 50 Ом - сопротивление нагрузки трансформатора

- RВЫХ = RЭК = 8,5 Ом - выходное сопротивление оконечного каскада

- N = RН / RВЫХ ? 6 - коэффициент трансформации сопротивлений

- диапазон рабочих частот от fН = 10 МГц до fВ = 16 МГц

- Запас по мощности в нагрузке трансформатора (на входе фильтрующей цепи ) PН = РФ МАКС / Ф 24 Вт

- неравномерность АЧХ на fН трансформатора примем равной

1 = 0,1 ( КБ.ТР > 0,895 )

Выбор типа согласующего трансформатора:

Выбираемый согласующий трансформатор должен обеспечить заданную трансформацию сопротивлений, при этом работать на заданном уровне мощности с равномерной частотной характеристикой, и обладать минимальными потерями. Схема трансформатора приведена на рисунке 11.

Страницы: 1, 2, 3