Проектування і розрахунок керованих випрямлячів електричного струму

Реальне значення шунта, що підключається до первинної обмотки трансформатора становить:

Rш =Rнп •Rш екв/( Rн п - Rш екв )=224 • 12,04 /(224-12,04) =12,72 Ом

Вибираємо значення опору 13 Ом.

Діод, що забезпечує струм jmax, зворотню напругу Еk, вибираємо КД202Г (Iпр.max=3,5 А, Uзв.max=100 В).

Знаходимо тривалість викиду t0 = 3 •L /Rш екв=3 •0,000033/12,04 = 8,22 мкс.

Знайдене значення тривалості t0 менше тривалості половини періода частоти мережі живлення 0,01 с.

Вибираючи коефіцієнт насичення транзистора S=1,5, знаходимо необхідний струм бази Іб і значення обмежуючого резистора Rобм в цьому ланцюзі, задаючись значенням вхідної напруги керування ключем Uвх=10 В.

Іб= S •Іб нас = 1,5•0,00412= 6,18 мА.

R обм = (Uвх - Uбен ) /Іб = (10 - 0,9) /0,00618= 1,472 кОм.

Вибираємо стандартне значення з номінального ряду Rобм = 1,5 кОм. Паразитна ємність та індуктивність для вказаних значень індуктивності становить

Cо = 0,03• 10-9 Ф, Lc=0,01•L =0,000033•0,01=0,33 мкГн

Для обчислення фронту імпульсу знайдемо вихідний опір транзистора і постійну часу даної схеми :

Rекв=rk • (1-)+re• (1+)

Rекв=730000 • (1 - 0,9986) + 0,08• (1 + (0,9986•730000 - 0,08) / (0,08 + 3 +1500)) = 1,06 кОм.

=1/(2•3,14•20•106)+30•10-12•416,66 +0,33•10-6/1,06• 103=2•10-8с

Звідси тривалість фронту імпульсу

tф=• (1+) • ln(1+1/(S-1))=16,5 мкс.

еквівалентна потужність на транзисторі становить:

Рекв= Uke n • (j max/2 +Ik нас.)/2 = 1,5 • (3,03/2 + 0,06)/2=1,18 Вт

Обчислена потужність не перевищує максимальну Рк max=8 Вт.

1.2.2 Розрахунок фазозсувного ланцюга

Для формування фазового зсуву 300 нульвого відліку кута регулювання відносно переходу фази через 0 використовуємо фазозсувний ланцюг на основі R-C елементів (рис. 6) та нуль орган.

Розрахуємо амплітудночастотну і фазочастотну характеристики :

К(jw)=U2/U1=[I • (1/jwc)]/[I • (R+1/jwc)]

Позначивши wc=ц і домноживши на jwc,отримаємо:

К(jw)=1/(1+jwц)

Звідси модуль коефіцієнта передачі:

К(w)=1/v1+(wц) 2

Фазочастотна характеристика:

( w )= -arctg(wц)

З урахуванням коефіцієнта передачі:

U2= U1 /v1+(wц) 2

Приймаючи значення опору R=330 кОм, знаходимо значення ємності:

С=tg30/2П• f•R=tg300/2• 3.14• 50•330 •103= 5,56 нФ

Приймаємо значення ємності рівним 5,6 нФ

Рис.6. Фазозсувний ланцюг

Визначимо максимальне значення вихідної напруги U2 max ланцюга, задавшись діючим значенням вхідної напруги U1=9В

U2 max= U1•2/v1+(wц) 2

U2 max=9•1,41/1,126=11,3В

1.2.3 Розробка нуль-органа

Для порівняння напруги, що поступає з фазозсувного R-С ланцюга з нульовим значенням напруги використовуємо спеціалізований компаратор на інтегральній мікросхемі К554СА3 (рис. 7). Вказана мікросхема живиться від двополярного джерела живлення ±15 В, має максимальний вхідний струм Івх = 0,1 мкА, вихідний - 200 мА. Максимальна вхідна напруга становить ±12 В, а вихідна ±15 В. Даний компаратор має вихід з відкритим колектором і незалежним емітером, що дає можливість, заземливши емітер, мати вихідний сигнал в межах від 0 до напруги живлення +15 В. Для цього колектор під'єднується через резистор до джерела живлення +15 В.

Рис.7. Нуль-орган

На вході компаратора для забезпечення високої надійності його роботи ставимо резистори по 4,7 кОм, які вирівнюють його вхідні струми, що особливо суттєво для більшості чутливих компонентів, маючих на незалежних входах ємнісні елементи. Для формування прямокутного активного сигналу додатньої полярності на виході при переході вхідної напруги з додатньої напівхвилі на від'ємну слід на спільний провід під'єднати прямий вхід мікросхеми. А в лінійці керування тиристором за додатньою напівхвилею (що переходить з від'ємної на додатню) слід під'єднати до спільного проводу інверсний вхід.

На провідниках джерела живлення ±15 В поставимо конденсатори невеликої ємності 47 нФ, що підвищують завадостійкість схеми. Такий підхід забезпечує розподілену фільтрацію високочастотних складових при живленні декількох каскадів схеми від одного джерела живлення.

1.2.4 Розрахунок генератора лінійно змінної напруги

Для формування лінійно змінної напруги використаємо генератор (ГЛЗН, рис.8), побудований на базі операційного підсилювача К140УД7 з такими характеристиками:

Е = ±15 В - напруга живлення;

Ки = 50103 - коефіцієнт підсилення;

Uвх max = ±12 В - максимальна вхідна диференціальна напруга;

Uвих max = ±11,5 В - максимальна вихідна напруга;

Iвих max= 2010-3A - максимальний вихідний струм;

Rвх = 200 МОм - вхідний опір;

Rвих = 2 к Ом- вихідний опір.

Формування лінійно змінної напруги забезпечується на основі використання схеми інтегратора напруги з вхідною напругою Uвих = -Е.

Схему інтегратора отримуємо, включивши в ланцюг зворотного зв'язку інвертуючого підсилювача замість резистора конденсатор. В цьому інтеграторі подаючи на вхід напругу додатньої полярності конденсатор починає заряджатися і напруга на виході дорівнює:

де U in0 - напруга, яка була на виході інтегратора до появи імпульсу на вході і дорівнює “0”. Звідси

де Ті -- тривалість імпульсу.

Ті = 1 /(2f), де f - частота мережі.

Ті = 1 / (250) = 0,01 с.

Задаючись опором R4 = 68 кОм, враховуючи при цьому вхідну і вихідну напругу інтегратора, маємо значення ємності інтегратора:

С1 = TiE/UвихR4 = (0,0115)/(11,5 68103) = 0,2 мкФ.

Рис.8. Схема генератора лінійно змінної напруги

При наявності вхідного імпульсу керування конденсатор розряджається через резистор R6 за рахунок відкривання транзисторного ключа.

Для цього вибираємо транзистор КТ342А з наступними параметрами:

Uke E,Ik max = 50 мA,Uke = 30 B, =250.

Знаходимо розрядний резистор при Uc = Uвих, R6 = Uвих/Ikn, де Ikn = Ik max/1,5,

Іkn= 0,05/1,5 = 0,033 А,R6 = 11,5/0,033 =348,48 Ом.

Вибираємо R6 = 360 Ом.

Знайдемо струм насичення бази Іб н = Ikn/ = 0,033/250 = 132 мкA. Напруга насичення по вхідним характеристикам становить: Uб н = 0,3 В. Обчислимо значення струму через резистор R3, що формує запираючий від'ємний потенціал на базі:

I3 = Iб н/2 = 1,32 10-4 /2=66 мкA

Звідси

R3 = (E+Uб н)/I3 = (15+0,3)/0,66 10-4 = 231,82103 0м.

Вибираємо R3 = 240 кОм

Сумарний струм становить:

Іс = Iб н+I3 = 1,3210-4+0,6610-4 = 198 мкА.

Опір вхідного резистора ланцюга керування

R2 = (Uвх - Uб н)/Iс = (12- 0,3)/1,9810-4 = 59,1103 Ом.

Вибираємо R2 = 62 кОм.

Опір в ланцюзі відкритого колектора компаратора

R1 = (Uk - Uвх))/Iс = (30-12)/ 1,9810-4 = 90,9 103 Ом.

Вибираємо резистор R1 = 91 кОм.

Перевіримо умову “не перевищення” значення зворотної напруги на вході транзистора:

Ube = ER2/(R2+R3) = 1562103/(62103+240103) = 3B, що не перевищує Uбe max.

Фільтруючі ємності С1, С3 вибираємо аналогічно попередній схемі, тобто

С2 = С3 = 47нФ.

Проведемо перевірку перенавантаження операційного підсилювача ГЛЗН за вихідним струмом (Iвих). Розрахунок проводимо з врахуванням того, що наступна схема, маючи дуже великий вхідний опір (3О ГОм), майже не споживає струму.

Iвих = Uk/(R1+Rвих) = 30/(91103+2103) = 0,32 мА.

Iвих < Iвих max, тому розрахунок проведений правильно.

Розрахуємо вихідний струм попереднього каскаду (спеціалізованого компаратора). Він становить Iвих комп = Uk/R1 = 0,33 мА.

Отримане значення струму значно менше допустимого для компаратора, що становить 200 мА.

1.2.5 Розрахунок компаратора

Для формування імпульсу при порівнянні вхідної напруги від ГЛЗH і вихідної, що задає зсув на кут , використаємо такий же компаратор, як і для нуль-органа з тією лиш відміною, що на нього будемо подавати не нульове опорне значення напруги, а значення, що лежить в межах від 0 В до +15 В (рис.9).

Резистор R1 і послідовне з'єднання резисторів R2 i R3 виконують роль симетруючих вхідний струм мікросхеми. Крім того нижній симетруючий резистор розбитий на дві частини (R2, R3). Резистор R3 виконує роль захисного. При перевищенні на вході схеми значення U0n (більше +15 В, або менше -15 В) надлишкова напруга, що перебільшує значення ±15 В впаде на резисторі R3, пропускаючи струм в джерело живлення ±15 В через діоди VD1 або VD2.

Перевищення вхідної напруги ±35 В можуть задовольнити діоди КД202Г з приведеними вище параметрами.

R2 = R3 = 2,2 кОм; R1 = 4,7 кОм.

Фільтруючі ємності, як і в попередніх схемах, вибираємо по 47 нФ.

Рис.9. Схема компаратора

1.2.6 Розрахунок диференціюючої ланки

Для запуску одновібратора використовуємо диференцюючу ланку на основі R-С елементів (рис. 10). Враховуючи, що в наступній схемі будемо використовувати мікросхему на операційному підсилювачі К140УД7 з вхідною диференціальною напругою не перевищуючою ±12 В, R-С ланку виконаємо з двох резисторів, створюючи з них також дільник напруги. Встановимо параметри для дільника Uвих = 5 В, Е = І5 В. Задаємось резистором R1 = 12 кОм. Тоді вихідна напруга буде залежати ще й від двох резисторів дільника R2 і R3 - вхідного опору наступної схеми.

Uc(t) = Uc(-) - [Uc() - Uc(0)]e-t/.

Для нашої схеми враховуючи, що компаратор з відкритим колектором коротить точку з'єднання R1 і С на спільний провід, а при наявності вхідного сигналу знімає вказану закоротку, маємо: Uc = E; Uc(0) = 0;

Uc(t) = E - Ee-t/ = E(1 - e-t/).

Тоді напруга на обох резисторах

U = E - Uc(t) = E.

З урахуванням

де = (R1+R2с)C, R2с = R2 // R3

Для отримання Uвих0 = 4 В в початковий момент часу необхідно виконати умову:

.

Звідси

R2с = (Uвих0R1)/(E - Uвих0) = (412·103)/(15-4) = 4,36 кОм

Рис.10. Диференціююча ланка

При R2 = R3, враховуючи R2с = R2/2, одержуємо R2 = 2R2с = 8,73 кОм.

Вибираємо R2 = R3=8,2 кОм.

Знайдемо ємність конденсатора при тривалості імпульсу 10 мкс, заданій при половинній вихідній напрузі від свого початкового значення.

Uвих0/2 = Uвих0e-t/((R1+R2/2)C)

C = -t/((R1+ R2/2)ln(0,5)) = 8,96 нФ

Вибираємо ємність C = 9,1 нФ.

Для виключення можливості попадання імпульсів зворотної полярності в схему наступного каскаду використовуємо діод КД202Г з вище приведеними даними.

Знайдемо величину струмового навантаження попереднього каскаду:

Iвих = E/R1 + E/R2 = 15(1/1,2104 + 1/0,82104) = 3,08 мА.

Обчислене значення значно менше максимального струму компаратора 200 мА.

1.2.6 Розрахунок одновібратора

Тривалість імпульсу одновібратора складається з тривалості імпульсу вмикання тиристора t = 4 мкс i тривалості формування фронту вихідного каскаду tf = 16,5 мкc.

Амплітуда вихідного сигналу Uвих повинна бути не менше 10 В.

Для одновібратора (рис. 11) виберемо операційний підсилювач такий же, як і для схеми ГЛЗН К140УД7 з вище вказаними параметрами.

Рис.11. Схема одновібратора

Задаючись мінімально необхідним значенням сигналу Uвх = 2 В, знаходимо відношення вихідного сигналу до вхідного :

 = Uвх/Uвих = 2/10 = 0,2.

За вказаним значенням знайдемо значення R2 при значенні R1 = 12 кОм, заданого при розрахунку попередньої схеми.

R2 = R1(1 - )/ = 1,2104(1-0,2)/0,2 = 48 кОм.

Виберемо R2 = 47 кОм.

Із співвідношення , задавшись ємністю конденсатора С1=13 нФ, знайдемо значення опору R3 :

R3 =(t+tф)/C1ln(1/(1-))=7,07 кОм

Виберемо значення R3 = 7,5 кОм.

При заданій вихідній напрузі і опорi R3 найбільший струм, що може пройти через діод становить:

I = Uвих/R3 =10/7,5103 1,3 мА.

Проходженню такого струму може задовольнити раніше вживаний діод КД202Г. Максимальний струм виходу мікросхеми :

Iвих=Iб+(1/(R2+R1)+1/R3) Uвих

Iвих=6,1810-3+10(1/59103+1/7,5103) =7,76 мА.

Знайдене значення струму не перевищує максимального для мікросхеми 20 мА. Ємності С2, С3 - фільтруючі. Їх вибираємо аналогічно вище приведеним по 47 нФ.

Схема СІФК розроблена для керування тільки одним із шести тиристорів в межах регулювання від 0 до 60°.

Література

1. Забродин Ю.С. Промышленная электроника.- М.: Высшая школа, 1982.- 496с.

2. Колонтаєвський Ю.П.,Сосков А.Г. Промислова електроніка та мікросхемотехніка: теорія і практикум.-К.:Каравела,2003.-368с.

3. Руденко В.С., Сенько В.Н., Трифонюк В.В., Юдин Е.Е. Промышленная электроника.- К.: Техника, 1979.- 499 с.

4. Руденко В.С., Сеньков В.Н., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники.- М.: Машиностроение, 1994.

5. Триполитов С.В., Ермилов А.В. Микросхемы, диоды, транзисторы (справочник.).- М.: Машиностроение, 1994.

6. Григорьев О.П., Замятин В.Я., Кондратьев Б.В., Пожидаев С.Л. Тиристоры (справочник).- М.: Радиосвязь, 1990.- 270 с.

7. Интегральные микросхемы: Справочник/ Б.В. Тарабрин, Л.Ф. Лунин и др. Под ред. Б.В. Тарабрина.- М.: Радио и связь, 1984.- 528с.

8. Чебовский О.Г. и др. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник/ 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Энергоатомиздат, 1985.- 400с.

9. Аксенов А. И., Нефедов А. В. Отечественные полупроводниковые приборы / Аксенов А.И., Нефедов А.В.- 3-е изд., перераб. и доп.- М.: СОЛОН-Р, 2002.

10. Герасимов В.Г. и др. Основы промышленной электроники. - М:Высшая школа,1986.-336с.

Страницы: 1, 2