Бестрансформаторный усилитель мощности звуковых частот

Е0?2[I(Rэ+ Rн)+1.5Uнас] , Е0?2[0.866(0.8+16)+1.5*1.5] ? 33.5976

где Uнас - напряжение насыщения транзистора , которое для кремниевых транзисторов составляет порядка 1В, а 1,5- коэффициент запаса.

Окончательно величина Е0 выбирается согласно ряду ГОСТа в сторону большего номинала.

Тогда напряжение покоя и рассеиваемая мощность на выходных транзисторах будут равны:

Uк=0,5Е0; Uк=0,5*33.5976=16.7988(В)

Рк=0,101 U2к/ Rн, Рк=0,101*(16.7988)2/16=1,781(Вт)

Выбор транзистора производится при соблюдении следующих условий:

Ркmax?1.3 Рк; Ркmax?1,3*1,781=2,3(Вт)

UКЭmax?1.2Е0; UКЭmax>=1.2*33,5976=40,3171(В)

IKmax?1.2 Imn; IKmax?1.2*0,866=1,0392(А)

fh21К? fh21Э?(3…5)fв; fh21К? fh21Э? (24…40)

где Ркmax ,UКЭmax, IKmax, fh21К и fh21Э- соответственно предельная рассеиваемая на коллекторе мощность, предельные напряжения коллектор-эмиттер и ток коллектора , верхняя граничная частота транзистора в схеме включения с общим эмиттером и общим коллектором , а fв- верхняя рабочая частота сигнала.

Иногда в справочниках вместо частоты fh21Э, указывается частота fh21Б или fТ. fh21Б-это предельная частота коэффициента передачи тока h21Б в схеме с общей базой , т.е. частота на которой этот коэффициент уменьшается до уровня 0,7 по сравнению с областью нижних частот.

После того, как было произведено часть расчетов, происходит выборка транзистора по полученным параметрам, из выше приведенных формул. В моем случае подходит германиевый транзистор: ГТ403, для которого h21Э=30.

Частота fТ- граничная частота транзистора в схеме с общим эмиттером при которой h21Э=1.

Взаимосвязь между названными частотами определяется с помощью следующих выражений:

fh21Э* h21Э? fh21Б?1,3 fТ ;

h21Э= h21Эmax* h21Эmin ;

h21Э - статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ , h21Эmax и h21Эmin - справочные параметры : пределы технологического разброса.

В других случаях в справочниках указывается величина модуля коэффициента передачи тока на определенной частоте f.Тогда можно воспользоваться выражением:

fТ?¦ h21Э ¦* f.

При прочих равных условиях выходные транзисторы желательно выбирать с большим -h21Э.

Максимально возможная отдаваемая в нагрузку мощность:

Рн.max=(UК-Uнас)2Rн/(Rн+RЭ)2

Рн.max=(16,7988-1,5)2*16/(16+0,8)2=13,27(Вт)

Ток покоя окончательного каскада, ток покоя базы и амплитуда базового тока:

Ik5=0.05Imn; Ik5=0.05*0,866=0,0433(А)

IB5=Iкз/h21Э;

IBm5=1.1 Imn/ h21Э; IBm5=1,1*0,866/30=0,031(А)

Коэффициент усиления и входное сопротивление оконечного каскада:

К3=КЭН=(1+ h21Э)R11/r1Б+(1+ h21Э)(rэ+ Rэ+ Rн)

r1Б-можно пренебречь , R11= Rэ=0,8(Ом)

rэ=0,026р/ Imn =0,026*3,14/0,866=0,09(Ом)- среднее сопротивление эмиттера для транзистора , работающего в режиме класса В.

К3=КЭН=(1+30)*0,8/(1+30)(0,09+0,8+16)=0,047

Rвх.эп= r1Б+(1+ h21Э)(rэ+ Rэ+ Rн)=523,59(Ом)

Амплитуда входного сигнала :

Uмвв3=Uмн/ К3=13,856/0,047=294,8(В)

Расчет площади радиатора при необходимости производится согласно рекомендациям приведенными в следующих разделах.

5) Расчет предоконечного каскада УМЗЧ

Каскад на транзисторе VT2 в режиме класса А и его ток покоя должен превышать амплитуду базового тока выходного каскада:

Ik2 =1,3IBm5=1,3*0,031=0,0403(А)

Рк2=0,5 Ik2 Е0=0,5*0,0403*33,5976=0,6769(Вт)

Для предоконечного каскада желательно выбрать транзистор с возможно большим коэффициентом передачи по току, соблюдая условия

Ркmax?1.3 Рк; Ркmax?1,3*1,781=2,3(Вт)

UКЭmax?1.2Е0; UКЭmax>=1.2*33,5976=40,3171(В)

IKmax?1.2 Imn; IKmax?1.2*0,866=1,0392(А)

fh21К? fh21Э?(3…5)fв; fh21К? fh21Э? (24…40)

Вновь, после проведенного ряда расчетов, произвожу выборку транзисторов VT2 и VT4

и по полученным параметрам подходит транзистор ГТ402Д, h21ЭVT4=30.

Входная емкость VT2 заметно шунтирует сопротивление нагрузки. С целью уменьшения искажений в области верхних частот следует:

fh21Э?(50…100) fв

При прочих равных условиях для рассчитываемого каскада надо выбрать транзистор с меньшим выходным сопротивлением с целью уменьшения искажений в области верхних частот , возникающих из-за большой входной емкости выходного каскада.

В качестве термокомпенсирующего элемента используется транзистор VT3, работающий в режиме эмиттерного повторителя .Можно использовать маломощный транзистор с подходящими частотными свойствами и наибольшим значением параметра fh21Э .Падение напряжения на нем составляет около 1В ,а рассеиваемая мощность не превышает долей милливатта .Для этих целей вполне подходит транзистор класса КТ3102.

Требование по частоте для транзисторов VT2 и VT3 аналогичны , но выходное сопротивление VT4 должно быть во много раз больше входного сопротивления выходного каскада. С этой целью вводится ООС путем включения резистора R10.Проще всего в качестве VT2 и VT4 выбирать комплементарную пару.

Прежде чем приступить к расчету параметров каскада на VT2 , необходимо определить сопротивление его нагрузки по переменному току. В первую очередь следует рассчитать выходное сопротивление транзистора VT4.

Для стабилизации тока покоя VT4 ток через R7 должен заметно превышать ток через его базу ,т.е.:

IR7?(3…5) Ik2/ fh21эvt4

R7=U7/ I7= Е0-2UvD/ I7=33,6-4,5/0,51=57(Ом)

В качестве термокомпенсирующих диодов можно использовать почти все кремневые диоды (у германиевых диодов разброс параметров гораздо больше).Например, можно выбрать КД503….КД510 , причем падение постоянного напряжения при включении их в прямом направлении составляет примерно 0,65 В при токах 1….5 мА. Тогда с учетом падения напряжения на переходе база-эмиттер VT4 можно принять:

UR10=2UvD- UБЭVT4=0,5(В)

R10= UR10/ Ik2=0,5/0,04=12,5(Ом)

Рассматривая VT4 как усилительный прибор , включенный по схеме с разделенной нагрузкой , можно рассчитать коэффициент передачи ОС-В1.

В1= R10/ RVT4?, В1=12,5/40,5=0,3

Коэффициент усиления без ООС:

КвхVT4= h21ЭRвхVT4?/ RвхVT4 =30*40,5/64,64=18,8

RвхVT4= r1Б+ rэ (1+ h21Э)=1,2+0,65(1+30)=64,64(Ом)

rэ=0,026/ Ik2=0,026/0,0403=0,65(Ом)

rэ- сопротивление эмиттера транзистора , работающего в режиме класса А.

Сопротивление базы r1Б рассчитывается по справочным параметрам:

r1Б=фк/Ск=1,2

где фк- постоянная времени цепи обратной связи , а Ск - емкость коллекторного перехода.

С учетом ООС сопротивление переменному току для VT4 составит:

RвыхООСVT4=Rвых(1+ В1 КVT4)=150*103(1+0,3*18,8)=996*103(Ом)

Сопротивление нагрузки по переменному току для VT2 составит:

RVT2= RвхЭП RвыхООСVT4/ RвхЭП +RвыхООСVT4=40,5*150*103/40,5+150*103=31,5(Ом)

Целесообразно выбрать ток делителя IД2 ,заметно меньше Ik2, но

IД2?(3…5) IБ2 , IД2?0,3(А)

Как указывалось выше UКЭVT3 ?1В,тогда

R8+ R9= UКЭVT3/ IД2=1/0,3=3,3(Ом)

Для обеспечения возможности значительного изменения режима работы VT3 целесообразно выбрать

R8= (R8 +R9)/3 и R9=2 (R8 +R9)/3

Соответственно получим: R8 =0,75(Ом),R8=1,5(Ом)

Входное сопротивление VT2 рассчитывается по формуле:

RвхVT2= r1Б+ (1+ h21Э)*0.026/ Ik2=1.2+(1+30)*0.026/0.04=20.9(Ом)

6) Расчет каскада предварительного усилителя.

Ток покоя VT1 выбирается согласно: RвыхООСVT4=Rвых(1+ В1 КVT4)

Если его величина измеряется долями миллиамперметра ,то следует принять Ik1=2…3мА При малых токах частотные свойства кремниевых транзисторов существенно ухудшаются

Тип транзистора выбирается аналогично VT2 .Подойдет любой маломощный транзистор с высоким значением коэффициента передачи по току , например КТ3102Б.

Для обеспечения необходимого тока покоя VT2 следует падать смещение UБЭ Ориентировочно можно принять :

UБЭ 0,7…0,9 В

Режим работы VT1 и VT2 обеспечивается подбора сопротивлений резисторов R1 и R2 .

Резистор R6 частично шунтирует нагрузку усилителя. Следует выполнять условие

R6 ?100 Rн, R6 ?100*16=1600(Ом)

Тогда можно рассчитать потенциал эмиттера VT1 ,ток базового делителя и составляющие его резисторы :

UЭVT1=0,5 Е0+ Ik2 R6,0,5*33,6+2,3*10-3*1600=20,48(В)

=10/30=0,3(А)

=2+0,7/0,3=9(Ом)

=(33,6-2-0,7)/0,3=103(Ом)

7) Расчет цепи отрицательной обратной связи.

В задании оговорена нестабильность напряжения на выходе каскада усилителя D,т.е. величина относительного изменения амплитуды сигнала при обрыве нагрузки

D=Rвых/ Rн, где Rвых- выходное сопротивление усилителя.

Необходимо выполнить условие :

Выходное сопротивление эмиттерного повторителя :

.

При введенной ООС : ?300/1+4=60(Ом)

Где К=К1 *К2 *К3ООС- общий коэффициент усиления усилителя без ООС.

К1= UКЭVT1/ UБЭVT1=9/0,65=13,8

К2= fh21э/ RвхVT2* Rвых=30/20,9*40,5=58,13

К3ООС= К3/1+в К3=0,05/(1+4)*0,05=0,05

Из этого следует: К=13,8*58,13*0,05=39,3

Коэффициент передачи цепи ОС:

?60-0,64/0,64*77.6=1,2

RвыхОГ=60/1+1,239,3=1,2(Ом)

=1,2*1800/1+1,2=981,8(Ом)

Глубина общей ООС: =1+1,2*39,3=48,6

Если сопротивление резистора R5 измеряется единицами Ом ,то следует увеличить R6 или В2 .

Реальный коэффициент усиления усилителя

=39,3/50=0,786

С искажением АЧХ можно не считаться ,если выполняется условие:

=50/3,14*40*981,8=0,0004(Ф)

8) Расчет разделительных конденсаторов.

Остались нерассчитанными резисторы R1 и R2 и конденсатор С1 .Для этого недостаточно исходных данных.С целью увеличения входного сопротивления первого каскада можно выбрать:

=103/4=25,75(Ом), 2*103/4=51,5(Ом);

Для расчета С1 надо задаться коэффициентами фильтрации. Пусть Ф=10,тогда:

=(100-1)/2*3,14*100*25,75=4,05(Ф)

Где fн=100 - частота пульсаций (Гц).

9) Заключение о результатах проектирования.

В результате всех проделанных и проведенных расчетов были найдены транзисторы, на основе которых будет в следующих пунктах курсового проекта приведена принципиальная электрическая схема спроектированного усилителя с перечнем элементов согласно ГОСТу, а также печатная плата разработанного устройства.

Основной целью данной курсовой работы стало изучение методов расчёта мощных многокаскадных усилителей. В работе эта задача была успешно решена:

- Освоенные теоретические навыки позволяют на данном этапе обучения спроектировать несложные усилители мощности;

- Применение глубоких отрицательных обратных связей позволяет улучшить параметры усилителя до необходимой величины;

- Полученные в работе данные не сильно расходятся с полученными при макетировании и испытании подобных усилителей.

Можно также отметить, что практически достигнут требуемый коэффициент гармоник и коэффициент усиления. Некоторое расхождение появилось по двум причинам: в усилителе не были применены глубокие отрицательные обратные связи, выбранный режим не позволяет достичь требуемой величины коэффициента гармоник.

Выйти из сложившейся ситуации можно также двумя способами: применить ООС, либо сместить рабочую точку выходных транзисторов ближе к режиму А.

Каждый из этих способов обладает недостатками: используя первый - уменьшается коэффициент усиления, второй - увеличивается потребляемый в холостом ходу ток.

В зависимости от предъявляемых к радиоаппаратуре требований можно использовать любой метод. Однако не следует забывать о недостатках и учитывать их при проектировании усилителей.

10).Список использованной литературы

1. Андреев Ф.Ф. Электронные устройства автоматики. Москва, «Машиностроение», 1978г

2. Петухов В. М. Транзисторы и их зарубежные аналоги. Том 1, 2, Москва, «РадиоСофт», 2004г

3. Цыкина А.В. Усилители. Москва, «Связь», 1972 г

4. Лавриненко В.Ю. Справочник по полупроводниковым приборам. Киев, «Техника», 1984г

5. Гершунский Б.С. Справочник по расчету электронных схем. Киев, «Высшая школа», 1983г

6. Виноградов Ю.В. Основы электронной и полупроводниковой техники. Москва, «Энергия», 1972 г.

7. Цыкин Г.С.Усилительные устройства .-М.: Радио и связь ,1971. 368 с

8. Остапенко Г.С. Усилительные устройства .-М.:Радио и связь ,1989. 400 с

9. Войшивилло Г.В. Усилительные устройства .-М.: Радио и связь ,1983.264 с

Страницы: 1, 2